그림 4.11은 정격 부하 조건 즉, Vo = 12 V, Po = 48 W일 때 제안하는 싱 글 엔디드 컨버터 설계의 실험 파형을 나타낸 것이다. 그림 4.11(가)의
스위치 전압 vds,S1과 게이트 전압 vgs,S1을 보면 설계한 대로 ZVS가 일어난
vds,S1 (30 V/div.)
vgs,S1 (5 V/div.)
50 ns/div.
(가) vD1 (30 V/div.)
50 ns/div.
(나)
50 ns/div.
vD1 (30 V/div.)
vds,S1 (30 V/div.) S1 offD1 off
15 ns (다)
그림 4.11 정격 부하(Vo = 12 V, Po = 48 W)일 때 제안하는 싱글 엔디드 컨버터 설계의 실험 파형
(가) vgs,S1과 vds,S1. (나) vD1. (다) vds,S1과 vD1.
다. 또한, 그림 4.11(가)의 스위치 전압과 그림 4.11(나)의 다이오드 전압
파형을 그림 4.8의 모의실험 파형과 비교해보면 다이오드 전압의 피크만
제외하고 거의 유사하다. 실험에서 다이오드 피크 전압은 모의실험에서
보다 약 10 V 정도 더 컸는데, 이는 그림 3.81에서 볼 수 있듯이 다이오
드의 순방향 전압 강하 VF에 의한 영향 때문이라고 생각된다. 실제 실험 에서의 VF와 모의실험에서의 VF가 달라서 생긴 문제일 수 있다. 또한, 모 의실험에서 반영하지 못한 회로 내 기생 인덕턴스와 캐패시터 성분도 오 차의 원인이 된다.
그림 4.11(다)에서 스위치와 다이오드의 턴 오프 시점 간 시간 지연이
15 ns 정도 있다. 이 값은 3.4에서의 분석을 이용해 아래와 같이 계산되
는 이론 값과 거의 일치한다.
2 1
6
0.1430 1.0459
14.4[ns].
2 10
r r
s e
(4.6)
한편, 그림 4.11은 Vo = 12 V일 때 반파 정류기의 다이오드 전압 파형을
보여준다. 그림에서 볼 수 있듯이 다이오드의 턴 온 또는 턴 오프 순간 에 기생 공진이 발생하는 것을 볼 수 있다. 이는 높은 dv/dt로 인해 다이 오드의 접합 캐패시턴스가 회로 내 기생 인덕턴스 성분과 일으키는 기생
50 ns/div.
다이오드 전압 (10 V/div.)
그림 4.12 반파 정류기 회로에서 다이오드 전압 실험 파형
공진 때문이다. 반면에 본 논문에서 DC-DC 컨버터에 사용하는 공진형 정류기에서는 다이오드의 접합 캐패시턴스를 공진 소자에 흡수하여 공진 에 이용하므로 다이오드의 턴-온 또는 턴-오프 때 dv/dt가 낮으며 그림
4.11(나)에서처럼 기생 공진이 없어진다.
50 ns/div.
vA (50 V/div.)
0 V
(가)
0 V
50 ns/div.
vLr (50 V/div.)
(나)
vLr의 적분으로 복원한 ir
(2 A/div.) 0 A
50 ns/div.
(다)
그림 4.13 정격 부하(Vo = 12 V, Po = 48 W)일 때 제안하는 싱글 엔디드 컨버터 설계의 실험 파형
(가) node A 전압 vA. (나) 인덕터 Lr 양단 전압 vLr. (다) vLr의 적분으로 복원한 공진 전류 ir.
공진 전류 ir의 파형을 얻기 위해 인덕터 Lr 양단의 전압 vLr을 적분하 는 방법을 이용하였다. vLr은 그림 4.4에 표시한 node A 전압 vA에서 다이 오드 전압 vD1을 뺀 것과 같다. 그러므로 vA와 vD1을 각각 그림 4.13(가)와
그림 4.11(나)와 같이 측정하고 이 두 파형의 차이로 그림 4.13(나)와 같
이 vLr을 얻을 수 있다. 그러면 vLr를 적분한 후 인덕터 Lr 값으로 나누어
그림 4.13(다)처럼 공진 전류 ir을 복원할 수 있다.
(가)
(나)
그림 4.14 Class E 컨버터의 10-MHz 프로토타입 (가) 앞면. (나) 뒷면.
다음으로 표 4.2의 설계 사항에 따라 비교군으로서 그림 4.14와 같이
10-MHz Class E 컨버터 프로토타입을 제작하였다. Lr과 L2는 인덕턴스 값
이 작아 공심 인덕터로 구현하였지만, 입력 인덕터 Ldc는 5 μH이므로 공 심 인덕터로 구현하면 권선 수가 너무 많아져 손실이 증가하거나 부피가 커지므로 자성 코어를 사용하였다. 그렇지만 입력 전류에 리플 성분이 거의 없으므로 자성 코어의 철손은 거의 무시할 수 있다.
vds,S1 (30 V/div.)
50 ns/div.
(가)
vD1 (30 V/div.)
50 ns/div.
(나)
50 ns/div.
vA (50 V/div.)
(다)
(다음 페이지에서 그림 계속)
그림 4.15는 정격 부하 조건에서 Class E 컨버터의 실험 파형을 나타낸
다. 그림 4.9의 모의실험 파형과 유사함을 볼 수 있다. 그림 4.15(가)와
(나)를 보면, 모의실험에서처럼 스위치 턴 온 시 ZVS가 일어나고 제안하
는 설계보다 다이오드의 Drect가 낮아 다이오드 피크 전압이 더 낮은 것 을 확인할 수 있다. 또한, 앞에서와 마찬가지로 vLr의 적분을 통해 그림
0 V
vLr (50 V/div.)
50 ns/div.
(라)
0 A
vLr의적분으로복원한 ir(2 A/div.) 50 ns/div.
(마)
그림 4.15 정격 부하(Vo = 12 V에서 Po = 48 W)일 때
Class E 컨버터의 실험 파형
(가) vds,S1. (나) vD1. (다) vA. (라) vLr. (마) vLr의 적분으로 복원한 ir.
표 4.4 정격 부하 조건에서 효율 비교
fs 효율
제안하는 설계 10 MHz 83.0%
Class E 9.67 MHz 82.1%
4.15(마)와 같이 공진 전류 ir을 복원할 수 있다. 그림 4.13(다)와 비교해 보면 제안하는 설계의 경우 Class E 컨버터보다 공진 전류 크기가 줄어
드는 것을 확인할 수 있다. 공진 전류의 RMS 값은 36% 감소하며 모의
실험에서의 감소율과 거의 차이가 없다. 하지만 두 컨버터 모두 모의실 험보다 공진 전류의 크기가 작다. 이는 전류 복원 시 계산에 사용되는 인덕턴스 값의 오차나 회로 내 기생 성분에 의한 영향으로 생각된다.
표 4.4는 제안하는 싱글 엔디드 컨버터와 Class E 컨버터의 효율을 정
격 부하 조건에서 비교한 것이다. 출력 전력 조건을 맞추기 위해 Class E
컨버터의 스위칭 주파수가 9.67 MHz로 낮아졌지만, 제안하는 설계가
Class E 컨버터보다 효율이 1% 정도 더 높다.
그림 4.16은 정격 부하 조건에서 제안하는 설계와 Class E 컨버터의 손
<제안하는설계>
인덕터 전도 손실
(59.4%) 다이오드
전도 손실 (20%)
캐패시터 전도 손실 (4.3%)
스위치 손실
(6.3%) 기타
(10%)
<Class E 컨버터>
인덕터 전도 손실
(60.7%) 다이오드
전도 손실 (20.3%)
캐패시터 전도 손실 (5.5%)
스위치 손실
(5.9%) 기타
(7.6%)
그림 4.16 정격 부하 조건에서 손실 분포 비교
표 4.5 수동 소자에 저장되는 전기 에너지 또는 자기 에너지 비교
부피가 큰 수동 소자
인덕터에 저장되는 자기 에너지의 합
Σ(LIpk2/2)
캐패시터에 저장되는 전기 에너지의 합
Σ(CVpk2/2)
제안하는 설계 없음 13.7 μJ 9.8 μJ
Class E Ldc 26 μJ 10.5 μJ
실 분포를 비교한 것이다. 두 경우 모두 전체 손실에 대한 인덕터 전도
손실의 비율이 60% 정도로 가장 높고, 다이오드 전도 손실은 20% 정도
차지한다. 제안하는 설계에서는 공진 전류의 크기 또는 RMS 전류 합이
줄어들어 Class E 컨버터보다 인덕터 전도 손실의 비율이 감소한다. 그렇
지만 인덕터 전도 손실뿐만 아니라 다이오드 전도 손실도 전체 손실에서
큰 비율을 차지한다. 특히, 수 MHz~수십 MHz에서는 다이오드의 순방향
회복(forward recovery) 때문에 다이오드 턴 온 시 순간적으로 높은 전압 강하가 발생해 다이오드에서의 손실이 예상보다 커지는 문제가 있다 [5].
결과적으로 이러한 다이오드 전도 손실로 인해서 인덕터 전도 손실을 줄 인 것만으로 효율 상승이 크지 않았다고 생각된다.
표 4.5는 제안하는 설계와 Class E 컨버터에서 수동 소자에 저장되는 에너지를 비교한 것이다. 대체로 저장되는 에너지가 클수록 수동 소자의 크기는 커진다. 캐패시터에 저장되는 전기 에너지의 합 Σ(CVpk2/2)은 거의
차이가 없는 반면에 인덕터에 저장되는 자기 에너지의 합 Σ(LIpk2/2)은
Class E 컨버터가 거의 2배 정도 높다. 이것은 입력에 부피가 큰 필터 인
덕터를 사용하기 때문이다. 따라서 제안하는 컨버터 설계가 수동 소자의 크기를 줄일 수 있고 전도 손실도 줄어들어 효율이 증가한다.
그림 4.17은 제안하는 컨버터 설계의 온-오프 제어 동작을 보여준다.
부하가 80%로 줄어들면 온-오프 제어기의 동작으로 컨버터가 꺼지는 시
간 비율이 늘어난다. 그렇지만 컨버터가 켜져 있는 동안의 스위치 전압
과 다이오드 전압을 그림 4.11과 비교해보면 정격 부하에서의 파형과 일
5 μs/div.
v
ds,S1 (30 V/div.)v
gs,S1 (5 V/div.)50 ns/div.
50 ns/div.
v
D1 (30 V/div.)(가)
V
o (5 V/div.)5 μs/div.
0 V
(나)
그림 4.17 부하 = 80%일 때 컨버터의 온-오프 제어 결과
(가) 스위치 전압 vds,S1과 다이오드 전압 vD1. (나) 출력 전압.
치하며 ZVS가 일어나는 것을 볼 수 있다.
또한, 이때의 효율은 81.5%로 측정되었다. 온-오프 제어를 사용하면 이 론적으로는 부하와 관계없이 정격 부하에서의 효율이 그대로 유지되지만, 효율이 다소 감소한 것은 컨버터가 켜지고 꺼질 때 과도 상태에서의 손 실이 관여하기 때문으로 생각된다.
그림 4.18과 그림 4.19는 각각 컨버터 턴-온 과도 상태 동작과 턴-오프 과도 상태 동작을 나타낸다. 제안하는 설계의 싱글 엔디드 컨버터는
Class E 컨버터보다 컨버터를 턴-온 시키고 나서 정상 상태에 도달하는
시간이 빠른 것을 볼 수 있다. 이는 Class E 컨버터의 큰 필터 인덕터가
과도 응답 특성을 느리게 하기 때문이다. 또한, 그림 4.19를 보면 컨버터
턴-오프 시 Class E에서는 순간적으로 스위치 전압이 튀고 낮은 주파수의
vds,S1 (30 V/div.)
PWM 신호(5 V/div.)
2 μs/div.
(가) vds,S1 (30 V/div.)
2 μs/div.
PWM 신호(5 V/div.)
(나)
그림 4.18 컨버터의 턴-온 과도 상태 동작 비교
(가) 제안하는 설계의 싱글 엔디드 컨버터. (나) Class E 컨버터.
공진이 계속 이어지지만, 제안하는 설계에서는 스위치 전압이 튀는 현상 이 없고 빠르게 정상 상태의 값으로 도달한다. 따라서 제안하는 설계가
Class E 컨버터보다 온-오프 제어 시 더 우수한 성능을 나타낼 수 있다.
2 μs/div.
300 ns/div.
vds,S1 (30 V/div.)
(가)
2 μs/div.
300 ns/div.
vds,S1 (30 V/div.)
(나)
그림 4.19 컨버터의 턴-오프 과도 상태 동작 비교
(가) 제안하는 설계의 싱글 엔디드 컨버터. (나) Class E 컨버터.