補償에 관한 硏究 CDMA 無線 網에서의 時間遲延

碩士學位論文

CDMA 無線 網에서의 時間 遲延 補償에 관한 硏究

A study on the Time-delay compensation in CDMA wireless networks

國民大學校 大學院 電子工學科

金 廷 勳

1999

碩士學位論文

CDMA 無線 網에서의 時間 遲延 補償에 관한 硏究

A study on the Time-delay compensation in CDMA wireless networks

國民大學校 大學院 電子工學科

金 廷 勳

1999

CDMA 無線 網에서의 時間 遲延 補償에 관한 硏究

A study on the Time-delay compensation in CDMA wireless networks

指導敎授 林 在 鳳

이 論文을 碩士學位 請求論文으로 提出함

2000 年 7 月 日

國民大學校 大學院 電子工學科

金 廷 勳

1999

金 廷 勳의

碩士學位 請求論文을 認准함

2000 年 7 月 日

審査 委員長 吳 夏 嶺 印 審査 委員 朴 永 鎰 印 審査 委員 林 在 鳳 印

國民大學校 大學院

감사의 글

본 논문이 완성되기까지 많은 조언과 격려를 아끼지 않으시 고 늦은 밤까지 지도하여 주신 임재봉 교수님께 진심으로 감 사 드리며, 본 논문을 심사해주시며 많은 관심과 조언을 주신 오하령 교수님과 박영일 교수님, 대학시절부터 지금까지 많은 가르침과 격려를 해주신 사공석진 교수님, 김도현 교수님, 김 기두 교수님, 안현식 교수님, 강동욱 교수님, 성영락 교수님, 김대정 교수님, 김동명 교수님께 깊이 감사드립니다.

본 논문의 실험을 위해 여러 가지 자재 및 도움을 제공한 현광전자 통신 연구소 여러분께 진심으로 감사 드리며, 인생의 많은 가르침과 격려를 해주신 종대형, 진수형, 준석이형, 성민 이형, 완후형께 감사 드리며, 대학원 생활동안 많은 가르침을 주신 용성이형, 기현이형, 순태형, 연철이형께 감사드리며, 실 험실에서 같이 생활하였던 병우, 갑구, 성건이, 태욱이, 명섭이 형, 광훈이형, 용준, 혁, 동규씨, 학재씨, 연규, 상훈, 환준씨, 동 석이형, 구섭이, 노관이, 정연이, 선영이에게 고마움을 전하며, 특히 이 논문을 쓰기까지 많은 도움을 준 태웅이와 태훈이에 게 감사의 마음을 전합니다.

그리고 제가 힘들 때 많은 힘이 되어주고 용기를 주신 부모 님, 형, 동생, 그리고 나의 절실한 친구인 동훈, 철호에게도 그 감사의 마음을 전하며 이 논문을 드립니다.

2000 년 6 월

김 정 훈 올림

목 차

국문요약

Ⅰ

. 서론 … … … . … . 1

Ⅱ. 시간지연 보상장치의 설계 이론 … … … 3

2.1 시간지연 보상장치의 필요성 … … … 3

2.2 상호변조 왜곡 … … … 5

2.3 1dB Compression Point(P1dB)와 3^rd order Intercept Point(IP3) … … . 6

2.4 스퓨리어스 응답 … … … ..8

2.5 잡음지수(Noise Figure) … … … ...10

2.6 CDMA 중계기 … … … . 12

2.6.1 중계기의 개요 … … … . .12

2.6.2 중계기의 종류 … … … .. 12

2.6.2.1 광 중계기 … … … 1 3 2.6.2.2 주파수 변환 중계기 … … … ..14

2.6.2.3 M/W 중계기 … … … 1 5 2.6.2.4 Laser 중계기 … … … 1 6 2.6.2.6 Interference Canceller … … … 1 6 2.6.2.7 고층빌딩 분산안테나 중계기 … … … . … .17

Ⅲ. 시간지연 보상장치의 설계 및 제작 … … … 18

3.1 시간지연 보상장치의 구성 … … … ..18

3.1.1 송신부 … … … ...19

3.1.2 수신부 … … … ...20

3.1.3 국부 발진부 … … … .. … … … ...21 3.2 시간지연 보상장치의 제작 … … … .. … 2 2

Ⅳ.시간지연 보상장치의 측정결과… … … . … . … … … … . 2 6

4.1 이득 … … … ..26

4.2 스퓨리어스. … … … . … 2 9 4.2.1 TX 전도성 Spurious … … … . … 29

4.2.2 Rx 전도성 Spurious … … … .31

4.3 평탄도 … … … ..33

4.4 지연 안정도 및 Rho … … … ..35

4.5 Code Energy Loss … … … . .38

4.6 입Ζ출력 정재파비 … … . … … … ..41

4.7 잡음지수 … … … ..43

Ⅴ.결론 … … … 45

-참고문헌- … … … ..46

영문요약... … … … 47

-그림 목차- 그림 2-1 기지국과 광 중계국간의 연동 … … … 3

그림 2-2 시간지연 보상장치의 송Ζ수신부 적용 개요 … … … . 4

그림 2-3 The Spectrum of 2-tone 3^rd order IMD … … … . 5

그림 2-4 P1dB 와 IP3 의 그래프 … … … . 7

그림 2-5 스퓨리어스 응답 … … … 9

그림 2-6 다단 증폭기의 잡음지수 … … … 10

그림 2-7 잡음지수 블록도 … … … . 11

그림 2-8 광 중계기 … … … . 13

그림 2-9 주파수 변환 중계기 … … … ... 14

그림 2-10 M/W 중계기 … … … . 15

그림 3-1 시간지연 보상장치의 내부 블록도 … … … ..18

그림 3-2 시간지연 보상장치의 송신 블록도 … … … . 19

그림 3-3 시간지연 보상장치의 수신 블록도 … … … ..20

그림 3-4 송신단 국부 발진부 ….. … … … . 21

그림 3-5 수신단 국부 발진부 … … … ... 21

그림 3-6 송신단의 RFΖAF 부 PCB … … … … 22 그림 3-7 수신단의 RFΖAF 부 PCB … … … … 23 그림 3-8 PLL 부 PCB … … … .. 23

그림 3-9 전원부 PCB … … … .. 24

그림 3-10 Switch 부 PCB … … … 24

그림 3-11 시간지연 보상장치의 외곽 기구도 … … … . 25

그림 4-1 이득 측정 구성도 … … … 26

그림 4-2 TX 이득 … … … 26

그림 4-3 RX0 이득 … … … 27

그림 4-4 RX1 이득 … … … 27

그림 4-5 TX 스퓨리어스 … … … 30

그림 4-6 RX0 스퓨리어스 … … … ..32

그림 4-7 RX1 스퓨리어스 … … … . 32

그림 4-8 TX 평탄도 … … … ... 33

그림 4-9 RX0 평탄도 … … … .33

그림 4-10 RX1 평탄도 … … … . . 33

그림 4-11 Delay 및 Rho 값 측정 구성도 … … … ..34

그림 4-12 TX Delay 및 Rho … … … . .35

그림 4-13 RX0 Delay 및 Rho … … … .36

그림 4-14 RX1 Delay 및 Rho … … … 37

그림 4-15 TX Code Energy Loss … … … . 38

그림 4-16 RX0 Code Energy Loss … … … 39

그림 4-17 RX1 Code Energy Loss … … … 39

그림 4-18 정재파비 측정 구성도 … … … 41

그림 4-19 TX 정재파비 … … … ..41

그림 4-20 RX0 정재파비 … … … ..42

그림 4-21 RX1 정재파비 … … … ...42

그림 4-22 잡음지수 측정 구성도 … … … 43

- 표 목차- 표 A 시간지연 보상장치의 출력 규격 표 2-1 스퓨리어스 규격 … … … . 9

표 3-1 기판 특성 … … … .. 22

표 4-1 계측장비(이득) … … … ..26

표 4-2 이득 측정 결과 … … … 28

표 4-3 TX 8-FA 스퓨리어스 측정 결과 … … … .. 29

표 4-4 RX0 8-FA 스퓨리어스 측정 결과 … … … .31

표 4-5 RX1 8-FA 스퓨리어스 측정 결과 … … … .31

표 4-6 통과대역 평탄도 측정 결과 … … … . . … … 34

표 4-7 계측장비(Delay 및 Rho) … … … ..35

표 4-8 TX 8-FA Delay 및 Rho 측정 결과 … … … 36

표 4-9 RX 8-FA 스퓨리어스 측정 결과 … … … ...37

표 4-10 TX 8-FA Code Energy Loss 측정결과 … … … ..38

표 4-11 RX 8-FA Code Energy Loss 측정결과 … … … ..40

표 4-12 계측장비(정재파비) … … … ..41

표 4-13 정재파비 측정결과 … … … ..43

표 4-14 계측장비 (잡음지수) … … … 44

표 4-15 수신단 8FA 잡음지수 측정결과 … … … .. 44

국문요약

본 논문은 CDMA 기지국과 광 중계국간의 시간의 차에 의해 발생 되는 call drop 현상지역에 대해 원활한 핸드오프 기능을 해줄 수 있 도록 하기 위한 시간지연 보상장치를 설계 제작하였다.

기존의 CDMA 기지국의 Main path 쪽에 본 논문에서 개발한 시간 지연 보상장치를 설치하였을 경우에는 광 중계국간의 발생하였던 신호의 대한 지연의 문제점을 해결해 주었고, 기지국의 window length 확장 문제 또한 해결해 줄 수 있게 되었다.

시간지연 보상장치는 송신부, 공간 diversity 를 이용한 2path 의 수 신부, PLL 부, 전원부, bypass 기능의 Switch 부로 구성이 되어있다.

본 논문의 시간지연 보상장치의 송Ζ수신부는 입력과 출력의 주파 수를 같도록 설계 하였으며, 중간 주파수 단계에서 SAW filter 만을 이용하여 전체의 이득은 없고 단지 시간의 지연을 해결해 줄 수 있 도록 설계하였으며, 특히 bypass 기능을 첨가하여 시간지연 보상장치 의 이상이 발생할 경우에 기존의 기지국에 영향을 주지 않고 자체 적으로 시간지연 보상장치가 설치하지 않았을 경우와 동일하게 동 작할 수 있도록 하였다.

시간지연 보상장치에서 설계 시 가장 유의해서 다룬 점은 송Ζ수신 부의 지연안정도, 이득, spurious 특성, 입Ζ출력 정재파비, 그리고 수 신부의 잡음지수 등을 고려 하여 설계 하였다.

제작된 시간지연 보상장치의 출력규격은 표 A 와 같다.

표 A. 시간지연 보상장치 출력 규격 - Forward Path

항 목 규 격 비 고

Frequency Range 880 ~ 890 ㎒

Passband Ripple 3dB p-p(@CW) 3.69 ㎒ Input Power Range -30 ~ 0 dBm/FA

Total Gain 0dB

In/Out VSWR 1.4 : 1 In/Output impedance 50 Ω

입력전압 DC 20 ~30V

System Time Delay 5 ㎲ 이하(@Delay 값 0) Digital Type Delay Range/Step 0 ~100 ㎲/1 ㎲ step Analog Type : Fixed delay

= 40 ㎲ System NF 5 dB 이하

전도성 Spurious IS-97 규격에 준함

Rho IS-97 규격에 준함 0.98 이상

Code Energy Loss 0.1dB 이하

- Reverse Path

항 목 규 격 비 고

Frequency Range 835 ~ 845 ㎒

Passband Ripple 3dB p-p(@CW) 3.69 ㎒ Input Power Range -85 ~ -35 dBm/FA

Total Gain 0dB

In/Out VSWR 1.4 : 1 In/Output impedance 50 Ω

입력전압 DC 20 ~30V

System Time Delay 5 ㎲ 이하(@Delay 값 0) Digital Type Delay Range/Step 0 ~100 ㎲/1 ㎲ step Analog Type : Fixed delay

= 40 ㎲ System NF 5 dB 이하

전도성 Spurious IS-97 규격에 준함

Rho IS-97 규격에 준함 0.98 이상

Code Energy Loss 0.1dB 이하

Ⅰ. 서론

최근, 이동통신 서비스의 진전에 따라, 소비자는 지금까지 비수요 지역으로서 이동통신 서비스가 미치지 못했던 산간벽지, 낙도 뿐 만 아니라, 도심 지역 중 전파환경이 열악해 전파 사각 지대로 남아있 는 지하 공간 및 아파트 단지 등에 이르기까지 더욱 고품질의 서 비스를 원하고 있다. 그러나 이러한 요구를 수용하기 위하여 통화량 이 낮은 지역에 대한 막대한 비용을 투자해 기지국을 건설하여 운 용하는 것은 투자의 비효율성으로 인해 이동통신 사업자의 경영수 지를 악화시키는 동시에 국가적인 자원의 낭비를 초래한다. 따라서 기존의 이동통신 시스템과 다른 개념으로서 커버리지를 확보하고 통화품질을 제고 시킬 방법이 요구 되어 왔다. 이러한 점을 해결하 기 위해 Optic cable 을 이용한 중계 시스템 등이 적극적으로 검토되 어 왔는데, 80% 이상의 국토가 산악 및 구릉으로 이루어진 한국의 지형적인 특성을 고려할 때, 기지국과 중계국간에 가시거리(Line – of – Sight)의 확보가 필요한 Microwave 또는 Laser 중계시스템의 활용 은 매우 제한적이다. 또한 한국에서 설치 운용중인 CATV 전송 망 Infra 가 대도시 위조로 전국 가구의 35%인 점을 고려할 때, CATV network 중계 시스템의 활용도 매우 제한적이라고 할 수 있다.

이러한 우리 나라의 환경을 고려하여, 서비스 범위를 확장 시킬 수 있는 광 중계국 시스템을 개발했으며, 이를 현재에 상용 시스템에 적용하여 운용하고 있다.

광 중계기 시스템은 기지국과 원격 안테나 사이에 광케이블을 이 용해 전파를 송수신하여 최소한의 전파 손실로 기지국과 단말기간 에 신호를 연결함으로써 통화품질을 높일 수가 있다. 또한 현재 일 반기지기국의 서비스 범위가 도심지의 경우 약 1.5 ㎞, 교외지역인 경우 약 5 ㎞이내인 점을 감안할 때, 광 중계국의 시스템의 경우 기 지국 한대에 최대 12 개의 원격안테나를 반경 20 ㎞이내에 자유롭 게 설치할 수 있기 때문에 광범위한 지역을 서비스 할 수 있다.

그러나, 이 광 중계기 시스템의 적용의 가장 큰 문제점으로 광 선 로에서 발생하는 신호 지연 문제를 들 수 있다.

만약, 광 선로를 이용하여 기지국과 원격 안테나사이의 거리를 20

㎞까지 확장할 경우, 원격 안테나 출력신호는 자유공간 약 30 ㎞에 해당하는 신호지연이 발생하게 되어 원격 안테나와 인접 기지국 과 handoff 가 불가능 하게 된다.

이러한 문제를 해결하기 위해, 본 논문에서는 설계, 제작한 시간 지연 보상 장치를 이용하여 기지국의 신호를 지연시켜 기지국신호 와 광 중계기 신호간의 시간차를 줄여줌으로써, 기지국 지역과 광 중계기 지역 사이에서 발생할 수 있는 call drop 현상을 방지할 수 있 도록 하였다.

Ⅱ.시간지연 보상장치의 설계이론

2.1 시간지연 보상장치의 필요성

현재 상용화 되고 있는 CDMA 기지국에서도 demoulation window length 가 적은 기지국이 정상적인 광 선로 운용에 있어서 demoulation window length 가 큰 기지국에 비해 광 선로 거리상에 있 어 많은 손해를 볼 수가 있다. 물론 광 선로에서 생기는 loss 는 줄 어들 수 있지만, 반면에 통화구간을 cover 할 수 있는 지역이 좁아질 뿐 아니라 역방향 출력제어가 어려워 짐으로써 단말기에 출력이 급 증하여, 타 채널의 소통의 영향을 받게 된다. 때문에 이러할 경우 광 중계기를 사용하여야 할 필요가 없다고 할 수 있다. 뿐만 아니라 기지국의 demoulator 에서 Multi path 성분 탐색 시 chip delay 제한 범 위를 벗어날 경우에는 call drop 이 발생하게 된다.

그림 2-1 기지국과 광 중계국간의 연동 C/D 지역

광 선로

모국 자국

RTD(모)

RTD(자)

이러한 점들을 해소해 주기 위해서는 본 논문에서 연구한 시간 지연 보상장치(Time-Delay compensation)를 이용하게 되면 기지국과 광 중계국들간의 call drop 없이 원활한 통신을 유지할 수 있도록 해 주는 장치라 할 수 있다. 또한 시간지연 보상장치의 설치에 의해 기 지국의 demoulation window length 또한 확장이 가능하다고 할 수 있 다.

그림 2-2. 시간지연 보상장치의 송 ・수신부 적용 개요

2.2 상호변조 왜곡

(Two-tone 3

^rd

order Intermodulation)

상호변조 왜곡이란 solid-state device 를 이용한 비선형 소자인 주파 수 혼합기 혹은, 증폭기 등에 둘 이상의 신호가 인가되었을 때 출력 단에 나타나는 간섭 신호로 다른 무선통신 시스템에 잡음으로 작용 하여 간섭을 일으킬 수 있다. 이러한 간섭신호를 최대한 억제하기 위해서는 비선형 소자의 출력단에 대역통과 여파기를 삽입하거나 최종 증폭기 출력단과 안테나 사이에 isolator 를 삽입하여 충분히 억 제하여야 한다

.

그림 2-3. The Spectrum of 2-tone 3^rd order IMD

Power(dBm)

F1, F2 : Output signal Frequeny

F1 F2 F2 - F1

2F1 - F2 2F2 - F1

2F1 2F2 F2 + F1

3F1 3F2

2F1 + F2 2F2 + F1

그림.1 에는 두개의 신호가 인가되었을 때 나타날 수 있는 상호변 조 신호와 spurious 신호 응답을 나타내었다. 그림에서 보듯이 2f₁, 2f₂, 3f₁ ,3f₂와 같은 출력신호의 harmonics 성분들과 f₂+f₁, f₂-f₁의 2 차 상 호 변조 항, 그리고 2f₂+f₁, 2f₁+f₂의 3 차 상호 변조 항들은 출력 passband 내에 발생하여 여파기나 isolator 로는 제거하기가 불가능하 므로 주파수 혼합기나 증폭기와 같은 비선형 소자를 사용할 때 자 체적으로 설계 규격을 만족하는 소자의 선택이 중요하다. 이러한 3 차 상호변조의 경우 시스템의 선형성을 나타내는 3 차 Intercept Point(IP₃)와 관계된다.

2.3 1dB Compression Point (P

_1dB

) 와 3

^rd

order Intercept Point(IP

₃

)

이상적인 소자의 경우 입력 신호가 ndB 변할 때 출력 신호 또한 ndB 변하는 선형성을 가지는데 반해 모든 비선형 소자의 경우 입력 level 이 어느 정도 높아지면 포화상태에 이르게 되어 출력 level 이 더 이상 선형적으로 변하지 않는 비선형성을 가진다. 그림.2 에서 보듯이 이상적인 출력 level 과 포화상태에 도달한 지점과의 차이가 1dB 가 되었을 때, 이 때의 출력 전력 level 을 1dB Compression Point(P_1dB)라 한다. P_1dB가 높을수록 선형성이 우수하다고 할 수 있다.

3^rd order Intercept Point(IP3)란 비선형 소자의 3 차 IMD level 과 이상 적인 출력 level 이 만나는 점을 말하는데, 이러한 관계를 식으로 표 현하면

그림 2-4. P1dB 와 IP3 의 그래프

P _IMn= nP1 – (n - 1)IP_n

여기서 n : IM product 의 차수 IPn : n 차 Intercept Point P₁ : 출력 전력 level

로, 입력 신호 level 이 1dB 변할 때 n 차 상호변조 항들은 ndB 씩 변 함을 알 수 있다.

이상과 같이 P_1dB와 IP₃값이 높을수록 선형특성이 우수하여 IMD level 이 작아지므로 설계 규격을 만족하는 시스템을 구현하기 위해 서는 비선형 소자를 선택할 때 P_1dB와 IP₃ parameter 가 반드시 고려되 어야 한다.

1 1

3 1 1dB P1dB

IP3

INPUT Level(dBm)

OUTPUT Level(dBm)

2.4 스퓨리어스 응답(Spurious Response)

Spurious 신호란 RF 송신단 출력단에서의 원하는 송신 신호 스펙 트럼 이외의 충분히 큰 신호 스펙트럼을 뜻하는 것으로 주파수 혼 합기의 입력 신호와 LO 신호와의 혼합에 의해서 발생하며, 이 출 력 신호와 출력 단자로 새어 나오는 각각의 입력 신호와의 혼합에 의해서 송신부의 출력단에 나타나는 모든 신호를 말한다. 또한, 주 파수 혼합기의 입력단과 출력단에 나타나는 입력신호와 LO 신호의 harmonics 성분들도 spurious 신호라고 한다.

이러한 Spurious 신호는 수신기에서의 올바른 수신을 위해 주 신 호(출력신호)와 일반적으로 70 ~ 90 dBc 의 차이를 갖도록 해야 한다.

만약 이러한 신호가 클 경우 인접한 다른 채널에 영향을 줄 수 있 을 뿐 아니라, 다른 무선 통신 시스템에서는 간섭으로 작용하여 통 화 상태를 떨어뜨리게 되므로 이와 같은 Spurious 신호의 영향이 최 소가 되어야 한다.

그림.3 에서 F_I는 입력 주파수, F_RF는 원하는 출력 주파수, F_LO는 국 부 발진 주파수이며, F_I 와 F_LO사이의 합과 차에 의해 출력 주파수가 결정된다.

또한, mF_LO ±F_I 항들은 주파수 혼합기에서 발생 되는 것으로 LO harmonics 와 관련된 상호 변조 항들이다. 특히 홀수배에 LO harmonics 성분의 경우 LO 용 대역통과 여파기가 홀수배에 해당하는 주파수에서 재공진을 일으켜 출력단으로 새어 나와 다른 무선통신 시스템에 간섭을 일으킬 우려가 있으므로 충분한 감쇄가 되도록 설 계할 필요가 있다

.

그림 2-15. 스퓨리어스 응답

본 논문에서의 Spurious 특성은 규격은 IS-97 에 의거한 것으로 표 2-1 과 같다.

표 2-1 스퓨리어스 규격

주파수 Offset ∆ Marker

운용대역내 ± 750 ㎑ -29dBc 이상

± 1.98 ㎒ -44 dBc 이상

F1

Power(dBm) FLO-F1 FLO+F1 2FLO-F1 2FLO+F13FLO-F1 3FLO+F1

FLO 2FLO 3F^LO

FRF Frequeny

2.5 잡음지수(Noise Figure)

잡음이란 시스템 내외에서 자연적이거나 인공적인 원인으로부터 일어나는 불규칙하고 예측할 수 없는 전기적 신호를 의미하며, 신호 를 전송하는 과정에서 원하지 않는 신호(잡음)가 반드시 섞여 들어 간다. 이러한 불규칙한 변화가 정보를 가지고 있는 신호에 인가될 때 정보는 부분적으로 손상을 입거나 완전히 파괴된다. 이러한 현상 은 왜곡이나 간섭에 의해서도 발생할 수 있다. 그러나 잡음의 특징 은 이론상으로도 완전히 제거될 수 없다는 것이다.

잡음의 종류로는 열 잡음(Thermal noise), 산탄잡음(Shot noise), 저주 파 잡음(Flicker Noise) 등이 있다.

2.5.1 다단 증폭기의 잡음지수

그림 2-6 과 같은 다단 증폭기의 전체 잡음지수는 식(2-1)로 나타 낼 수 있으며, 세번째단 이후의 잡음 특성은 그 앞 단 증폭기의 이 득에 의해 전체 잡음 특성에 거의 영향을 미치지 못함을 알 수 있 다. 따라서 증폭기의 전체 잡음 특성은 첫번째단과 두번쨰단의 잡음 지수로 결정된다

그림 2-6. 다단 증폭기의 잡음지수

F1 F2 F3 Fn

G1 G2 G3 Gn

식(2-1)

NF = 10 log(F) (dB)

그림 2-7 은 신호지연 보정장치의 잡음지수를 구하기 위한 블록도 이다. 잡음지수는 초단의 증폭기에서 결정되므로 잡음지수가 가장 좋은 소자를 선택하여 설계하여야만 한다. 이 블록도에서는 W/J 사 의 FH1 를 선택하여 설계하였다.

이 시스템의 전체 잡음지수는 설계 시 3.40dB 정도의 잡음지수를 갖도록 설계하였으나, 실제 측정값은 4.5~4.7dB 정도의 값을 얻을 수 있었다. 이러한 이유는 소자의 각자의 Tolerance 의 값과 수신단 에서 의 Cable 손실에 의한 것이라고 본다.

그림 2-7. 잡음지수 블록도

SAW BPF

BPF SAW Thermopad VAR

2.2 2.7 -2 -8 3.3 -33 3.3 -33 3.3 -6 -8 -2 -3

3.45dB

36.45dB

8.16dB 41.16dB 11.82dB 21.82dB

9.75dB 3.40dB

∑

⁻

=

+ −

− +

− + +

= ₁

1

... 1 2

1 3 1

1

1 2

_n

i

Gi Fn G

F G

F F F

2.6 CDMA 중계기

2.6.1 중계기의 개요

CDMA 무선망 설계에 있어 특정 지역을 기지국으로 커버할 것인 가 또는 중계기로 커버할 것인가를 결정하는 일은 무선망의 품질과 투자의 경제성을 비교, 분석하여 신중히 결정하여야 하는 중요한 설 계결정 요소이다.

전계강도가 부족하여 발생하는 부분적인 음영지역을 커버하기 위 하여는 기지국 신호를 재증폭하여 주는 중계기를 설치하는 것이 이 동통신 무선망의 일반적인 설계 방법이다.

이러한 중계기는 사용지역에 따라 지하(건물용) 중계기와 지상용 중계기로 분류된다. 지하(건물용) 중계기는(또는 RF 중계기라고도 함) 중계기의 입, 출력 안테나가 건물의 안과 밖에 각각 설치되기 때문에 안테나간의 충분한 격리도(Isolation)가 건물 구조에 의하여 자동 확보되기 때문에 가장 일반적으로 사용된다.

2.6.2 중계기의 종류

중계기의 기본적 개념은 기지국의 RF 신호를 제 3 의 전송매체를 통하여 원하는 원격 지역에 전송하여 다시 RF 신호로 재생하는 방 식이다. 중계기는 전송 매체의 종류에 따라 광 중계기, 주파수 변환 중계기, M/W 중계기, Laser 중계기 등으로 분류되며, 아무런 신호 의 변환 없이 중계기 내부의 위상 제어회로에 의하여 발진을 스스 로 방지하는 Interference Canceller 중계기 등이 있다.

2.6.2.1 광 중계기

광 중계기는 기지국의 RF 신호를 광신호로 변환한 후 광 선로 를 따라 원하는 원격지역으로 전송 후 다시 RF 신호로 변환 후 앰 프를 거쳐 안테나로 송신하는 방식이다.

그림 2-8 광 중계기

장점으로는 안정된 광 선로에 의해 전송되므로 매우 안정적인 특 성을 나타내며, 단점으로는 반드시 광 선로가 인입 되어야 한다는 점과 임차료가 매우 비싸다는 점, 광 소자의 높은 잡음지수 특성에 의하여 기지국 통화음량과 품질을 다소 저하 시킬 수 있다는 점이 다

.

F1주파수 BTS

RF-Optic converting

Repeater RF-Optic

converter

광케이블

F1 BTS cell F1 Repeater cell

2.6.2.2 주파수 변환 중계기

기지국의 RF 신호를 사용하지 않는 빈 FA 신호로 변환하여 안테 나로 전송한 후 원격지에서 수신하여 다시 원래의 주파수 신호로 변환시켜 주는 방식이다

.

그림 2-9. 주파수 변환 중계기

장점으로는 매우 경제성이 우수하다는 점이며, 단점으로는 자기에 서 배정된 주파수 대역내에 반드시 빈 주파수 대역이 필요하기 때 문에 대역내 주파수 사용률이 높은 도심 등에서는 사용이 불가능하 다는 점이다.

F1주파수 BTS

F1-F2 converting

Repeater F1-F2

converter

주파수 F2 전송

F1 BTS cell F1 Repeater cell

안테나간 주파수가 다르므로 발진이 발생치 않음

2.6.2.3 M/W 중계기

기지국의 RF 신호를 8 ㎓, 18 ㎓ 등의 M/W 주파수로 변환하여 전 송 후 원격지에서 수신하여 다시 RF 신호로 변환하여 안테나로 송 신하는 방식이다.

그림 2-10. M/W 중계기

장점으로는 M/W 주파수의 넓은 대역사용이 가능하기 때문에 도 심의 Multi FA 를 수용 가능하다는 점이며, 단점으로는 M/W 구간 사 이에 LOS(Line Of Sight)가 확보되어야 하는 점이다. 이러한 LOS 문제는 Donor 를 기지국에서 분리 함으로서 어느 정도 해결이 가능 하다.

F1주파수 BTS

RF-M/W converting Repeater RF-M/W

converter

F1 BTS cell F1 Repeater cell

안테나간 주파수가 다르므로 발진이 발생치 않음

M/W 전송

2.6.2.4 Laser 중계기

기지국의 RF 신호를 Laser 신호로 변환하여 전송 후 원격지에서 수신하여 다시 RF 신호로 변환하여 안테나로 송신하는 방식이다.

장점으로는 주파수 사용허가가 불필요하는 점이며, 단점으로는 안 개나 폭우 등의 날씨 변화에 민감하게 반응을 하며, Laser 구간 사이 LOSS 확보 및 Laser Beam Focus 유지 등의 어려움이 있다.

2.6.2.5 Interference Canceller 중계기

기지국의 RF 신호를 아무런 변환없이 수신한 후 중계기 입, 출력 안테나 신호의 위상을 적절히 제어하여 항상 직교 위상이 되도록 제어함으로써 발진을 스스로 방지하는 중계기 방식이다.

이러한 방식은 Pager 나 Analog 시스템과 같은 협대역 시스템에 서는 약 50 ~ 60dB 정도의 격리도를 위상제어로 확보한 후 입, 출력 안테나 배치에 의하여 50 ~ 60dB 를 추가로 확보하여 총 100 ~ 120dB 정도의 안테나 격리도를 확보하여 설치된다. CDMA 나 PCS 등 과 같이 대역폭이 넓은 시스템은 위상제어에 의하여 상대적으로 구 현이 어렵기 때문에 안테나의 배치에 의하여 더 많은 안테나 격리 도가 추가로 요구된다

.

2.6.2.6 고층빌딩 분산안테나 중계기

고층빌딩 상층부의 경위 위치상 주변의 많은 기지국 안테나로부 터 노출되어 있으므로 많은 기지국으로부터 신호가 충분한 세기로 도달하여 실질적인 전파의 세기는 –60 ~ -70dBm 정도로 매우 크게 된다. 그러나 너무 많은 기지국으로부터의 신호가 도달하여 이동국 레이크 수신기가 동시에 복조할 수 있는 신호 3 개 이외의 신호는 잡음으로 작용하여 실질적인 전파의 질은 급격히 감소하게 되어 통 화 불량이 발생하게 되는 것이다.

이러한 문제를 해결하기 위하여는 특정 기지국의 신호를 증폭하 여 층별로 설치된 분산안테나를 통하여 다른 기지국들의 신호보다 더욱 큰 레벨로 재방사 시킴으로써 다른 기지국 신호에 의한 잡음 에 대한 신호 대 잡음비를 개선시키게 된다.

이와 같이 특정 기지국 신호를 끌어오기 위해서는 전용 BTS 를 설치하기도 하고, 야기 안테나를 이용하여 특정 기지국의 신호를 집 중 수신 하거나, M/W 중계기 또는 광 중계기 등을 이용하기도 한다.

이렇게 끌어온 특정 기지국 신호는 다시 광신호로 변환하여 층별로 설치된 소형 광 중계기를 통하여 재방사 되거나, 저주파 신호로 변 환하여 LAN 케이블 또는 TV 동축케이블을 통하여 안테나 모듈에 전달되고, 층별로 설치된 안테나 모듈에서 다시 RF 신호로 복원되어 재방사가 이루어 지게 된다.

빌딩의 규모가 크지 않아 RF 선로의 손실이 심각하지 않은 경우 는 단순히 RF 동축선 또는 누설 동축케이블을 층별로 설치 후 끝단 에 소형 안테나 만을 설치하여 서비스 하기도 한다.

본 논문에서는 기지국과 광 중계국과의 신호에 의한 통신을 주로 언급하였다.

Ⅲ.시간지연 보상장치의 설계 및 제작

3.1 시간지연 보상장치의 구성

RF 송 ・수신 시스템 설계 시 원하는 특성을 만족하기 위해서는 우선 Block 설정을 어떻게 해야 할 것인지 우선적으로 고려되어야 한다.

본 논문에서 설계할 시간지연 보상장치의 송신부는 IP₃, P_1dB, IMD, VSWR 그리고 spurious 특성을 고려하여 설계하였으며, 수신부는 가 장 중요시 되는 잡음지수(NF), 그리고 In band & side band noise 특성을 고려하여 설계를 하였다.

Switch 부는 자동 bypass 기능과 수동 bypass 기능을 이용하여 설계 하였다.

그림 3-1. 시간지연 보상장치의 내부 블록도 DELAY

2-WAY Power divider

BPF BPF

RF/DELAY BLOCK

PLL

RF IN RF OUT

3.1.1 송신부

송신부의 block 은 그림 3-2 와 같다. 신호지연 보정장치는 기지국 의 Transceiver 의 출력단에서 10dB coulper 를 통해 –30 ~ 0dBm 정도 의 출력 level 이 입력으로 들어온다. 입력 주파수는 ㈜신세기 통신 의 주파수를 사용하였으며, 중간주파수는 70 ㎒로, 출력주파수는 입 력 주파수와 동일하도록 설계를 하였다. 송신부의 전체 이득은 신호 의 지연을 목적으로 하기 때문에 입력 level 에 대해 0dB 를 가지도 록 설계하였다. 이득의 조정은 variable attenuator 를 이용해 25dB 의 이득 조정을 할 수 있도록 하였고, 입력 주파수부에서는 BPF 의 정 재파비가 좋지 않기 때문에 PAD 를 이용해 입력 정재파비를 개선 시켜 주었고, 중간 주파수부에서는 10 ㎒ 대역폭을 갖는 SAW filter 를 이용해 delay, harmonic 성분에 대한 filtering 을 해줄 수 있도록 하 였다. 그리고 입력 level 이 크기 때문에 충분한 SNR 를 가지므로 특별히 SAW filter 앞, 뒷단에 증폭기를 구성하지 않았다.

출력 주파수부는 10 ㎒용 BPF 를 이용해 Local 에서 새어 나오는 harmonic 성분과 사용하고 있는 주파수와 근접한 SKT 에 주파수 성 분의 filtering 을 해줄 수 있도록 하였고, 송신부의 출력 특성을 좋게 해주기 위해서 Balanced Type 을 이용해서 IP₃, P_1dB를 3dB 개선 시켜 줄 수 있도록 하였다.

그림 3-2. 시간지연 보상장치의 송신 Block

PAD BPF VAR ThermoPAD SAW SAW BPF

3.1.2 수신부

그림 3-3 은 수신부의 block 도 이다. 시간지연 보상장치의 수신단 은 기지국에서의 LNA(저잡음 증폭기) 출력인 –85 ~ -35dBm 정도가 지연장치의 입력으로 들어온다. 주파수는 ㈜신세기 통신을 사용하였 고, 전체 이득 또한 송신단과 마찬가지로 0dB 이다. 수신단에서의 설 계 시 중요한 점은 초단에서의 잡음지수가 전체의 잡음지수에 영향 을 미치게 되므로 잡음지수가 좋은 소자를 선택하여 설계하였다.

중간 주파수부에서는 LNA 를 통해 들어오는 신호 level 이 너무 낮기 때문에 신호레벨과 잡음레벨의 구분을 위해서 이득(gain), 손 실(loss), 이득과 같은 형태로 설계를 하였다. 이러한 설계 방법은 in-band noise 와 out-band noise 특성을 개선시키는 방법이기도 하다.

또한, 10 ㎒ 대역폭을 갖는 SAW filter 를 이용해 delay, harmonic 성분 에 대한 filtering 을 해줄 수 있도록 하였다

출력 주파수부에서는 송신단과 마찬가지로 사용자의 주파수 Band 외의 신호는 다른 사용자에게 인접 채널 간섭(adjacent channel interference)등의 피해를 줄 수 있으므로 BPF 를 이용해 제거하였다.

또한, Variable attenuator 를 이용해 25dB range 의 이득조정을 할 수 있 도록 설계하였다.

그림 3-3. 시간지연 보상장치의 수신 Block

SAW BPF

BPF SAW Thermopad VAR

3.1.3 국부 발진부

그림 3-4,5 는 송.수신부단 국부 발진부의 블로도이다. 국부 발진 부 설계 시에는 Mixer 의 local level의 안정화를 위해서 saturation 영역에서 사용하는데 본 논문에서는 local level 를 +10dBm 정도에서 구동하는 소자를 선택하였다. 국부 발진부에서의 harmonics 는 RF,나 IF 로 새어나갈 수 있으므로 filter 로써 그 성분들을 제거 할 수 있도 록 하였다. 송신단의 Splitter 는 두번의 conversion 되는 mixer 로 각각 나누어 준다. 수신단에서의 Splitter 또한 같은 역할이고, 다른 하나의 Splitter 는 수신에서의 공간 diversity 를 이용하는 특성상 다른 하나 의 수신단으로 신호를 분산시키는 역할로 설계하였다.

국부 발진부에서의 증폭기는 주로 하나를 이용하여 PLL 에서의 출력 level 을 Mixer 의 Drive level 로 증폭시키는 역할을 하는데, 여 기서는 Splitter 의 사용으로 인한 손실로 하나를 더 추가하여 설계하 였다. PLL 은 입력주파수에 따라 주파수를 조정 가능 할 수 있도록 설계하였다.

그림 3-4. 송신단 국부 발진부

그림 3-5. 수신단 국부 발진부

BPF Splitter LPF PLL

BPF Splitter Splitter LPF PLL

3.2 시간지연 보상장치의 제작

3.2.1 RF

Ζ

AF 부

기판의 특성은 표 1 과 같다.

표 3-1. 기판 특성

종 류 epoxy

유전율 4.8

기판 두께(T) 0.8 ㎜ Metal 두께 0.036 ㎜

tangent loss 0.018

그림 3-6. 송신단의 RFΖAF 부 PCB

그림 3-7. 수신단의 RFΖAF 부 PCB

그림 3-8. PLL 부 PCB

그림 3-9. 전원부 PCB

그림 3-10. Switch 부 PCB

그림 3-11. 시간지연 보상장치의 외곽 기구도

Ⅳ. 시간지연 보상장치의 측정 결과

4.1 이득(gain)

그림 4-1. 이득 측정 구성도 표 4-1 계측장비(이득) Spectrum analyzer HP 8562E Series Signal Generator HP E4433B

그림 4-2. TX 이득

POWER

+27V GND

Signal Generator

10M_REF

RF IN

Spectrum Analyzer

SDD

RF OUT

그림 4-3. Rx0 이득

그림 4-4.Rx1 이득

Tx, Rx 의 전체이득은 0dB 의 규격으로 전체이득 없이 시간지연 보 상장치가 단지 신호의 지연을 목적으로 하기 때문이다. 측정 주파 수는 ㈜신세기 통신에서 13FA 에서의 측정값이다. 그리고, 각각의 Variable attenuator 를 조절하여 전체의 이득을 맞추었다.

표 4-2 이득 측정 결과

규 격 SSG 입력 측정값

Tx 0 dBm 0 dBm

Rx0 -40 dBm -39.83 dBm

Rx1

0 dB

-40 dBm -40 dBm

4.2 스퓨리어스

스퓨리어스 특성은 대역내 송&수신 출력 통화채널과 FA 간, 그리 고 타 사업자간의 신호에 대한 영향을 최소화 하기 위해서 그 규격 에 만족하여야만 한다. 규격은 IS-97 에 의한 것이다.

4.2.1 TX 전도성 스퓨리어스

표 4-3 TX 8FA 스퓨리어스 측정 결과

규격

FC ±750KHz F_C ±

1.98MHz

-29dBc (Marker-to-Marker) 이하 -44dBc (Marker-to-Marker) 이하

FA (MHz)

^Sourse 측정값

Spurious +750 +1.98 -750 -1.98

880.89

^{-32.5 -60.5 -35.34 -63.5}

882.12

^{-32.5 -59.5 -32.33 -61.5}

883.35

^{-31.5 -59 -31.5 -60}

884.58

-32.34 -57.84 -37.5 -59.17

885.81

^{-30.5 -59.17 -31.5 -58.5}

887.04

^{-32.5 -59.5 -31.5 -58}

888.27

^{-32.5 -59 -34.5 -59.5}

889.50

+750KHz

= -43.2dBc +1.98MHz

= -66.9dBc -750KHz

=-42dBc -1.98MHz

=-64.9dBc

-34.5 -63.5 -36.5 -64

그림 4-5. TX 스퓨리어스

위 그림의 측정결과는 신세기 통신의 주파수에서 13 번채널을 선택 하여 측정하였고, 750 ㎑, 1.98 ㎒ 떨어진 점의 spurious 는 –32.34dBc, -57.84dBc 이고, -750 ㎑과 -1.98 ㎒ spurious 는 –34.83dBc, -59.17dBc 의

결과값을 얻을 수 있었다.

4.2.2 RX 전도성 스퓨리어스 규격

표 4-4 RX0 8FA 스퓨리어스 측정 결과

FA(MHz) Source 측정값

Spurious +750 +1.98 -750 -1.98

835.89 -35.67 -35.33

837.12 -34.5 -35.17

838.35 -35.83 -35.17

839.58 -34.33 -35.17

840.81 -35.5 -35

842.04 -35 -36.17

843.27 -36.17 -36

844.50

+750KHz

=-43.2dBc

-750KHz

=-42dBc

-34.83 -36

표 4-5 RX1 8FA 스퓨리어스 측정 결과

측정값 FA(MHz) Source

Spurious +750 +1.98 -750 -1.98

835.89 -35.5 -36.16

837.12 -34.83 -36.33

838.35 -35.67 -35

839.58 -34.5 -36

840.81 -35.83 -36.5

842.04 -36.33 -37.5

843.27 -36.16 -36.5

844.50

+750KHz

=-43.2dBc

-750KHz

=-42dBc

-35.16 -36

F

_cΚ 750KHz

-29 dBc (Marker-to-Marker) 이하

그림 4-6. RX0 스퓨리어스

그림 4-7. RX1 스퓨리어스

측정 주파수는 13 번채널을 이용하였으며, RX0 에서는 +750 ㎑,-750

㎑의 떨어진 지점의 spurious 는 각각 –34.33dBc, -35.17dBc 의 측정값 을 얻을 수 있었고, RX1 에서는 –34.5dBc, -36dBc 로 규격을 만족함을 볼 수 있다.

4.3 평탄도

통과대역내의 평탄도의 특성은 그 시스템의 출력 특성의 안정성 을 나타내는데 중요한 특성이라 할 수 있다. 시간지연 보상장치의 평탄도의 규격은 3dB 이하이다.

그림 4-8. TX 평탄도

그림 4-9. RX0 평탄도 그림 4-10.RX1 평탄도

측정 주파수 대역은 TX 는 880.89 ㎒~889.5 ㎒로 평탄도는 2.34dBc, RX 는 835.89 ㎒~844.5 ㎒이며 RX0 의 평탄도는 1.17dBc, RX1 의 평탄 도는 2.83dBc 로 3dB 규격에 만족함을 볼 수 있다..

표 4-6 통과대역 평탄도 측정 결과

구 분 측정 주파수 규 격 측정값

TX 880.89 ㎒~889.5 ㎒ Peak-to-Peak 3dB 이하

2.34

RX0 835.89 ㎒~844.5 ㎒ Peak-to-Peak 3dB 이하

1.17

RX1 835.89 ㎒~844.5 ㎒ Peak-to-Peak 3dB 이하

2.83

4.4 지연 안정도(Delay) 및 Rho

시간지연 보상장치 시스템 전체의 지연도는 중간 주파수 단계의 SAW filter 의 사용 수에 의해 결정된다. 또한, Rho 값의 측정은 송Ζ수 신하는 신호들간의 파형의 질에 관한 특성을 알아보는 실험이라 할 수 있다.

그림 4-11. Delay 및 Rho 값 측정 구성도 표 4-7 계측장비(Delay 및 Rho) Cell Site Test Set HP E6380A

그림 4-12 . TX Delay 및 Rho

POWER

+24V GND

10M_REF

SDD

DUP/out

CELL-Cite Test set for Base-Station

RF In/out

+27V GND

표 4-8 TX 8FA Delay 및 Rho 측정 결과

Delay 측정값 Rho 측정값

FA(MHz) 계측장비

Delay TX TX

880.89 40.94 0.9772

882.12 40.96 0.9886

883.35 40.94 0.9910

884.58 40.97 0.9837

885.81 40.95 0.9906

887.04 40.97 0.9879

888.27 40.91 0.9886

848.50 40.99 0.9837

그림 4-13 RX0 Delay 및 Rho

그림 4-14 RX1 Delay 및 Rho

표 4-9 RX 8FA Delay 및 Rho 측정 결과

Delay 측정값 Rho 측정값

FA(MHz) 계측장비

Delay RX0 RX1 RX0 RX1

835.89 40.96 40.97 0.9772 0.9891

837.12 40.97 40.97 0.9918 0.9893

838.35 40.97 40.94 0.9870 0.9838

839.58 40.99 41.00 0.9811 0.9874

840.81 40.97 40.98 0.9875 0.9892

842.04 40.97 40.99 0.9910 0.9809

843.27 40.92 40.93 0.9845 0.9739

844.50 40.98 40.99 0.9836 0.9901

측정한 지연 안정도 결과에서는 신세기 통신의 모든 TX, RX 주파 수에서 규격인 40Α1 ㎲안에 모두 다 만족하였음을 볼 수 있고, Rho 값의 측정 또한 규격인 0.97 에 대해 결과값이 모든 주파수에서 다 만족하였음을 볼 수 있다.

4.5 Code Energy Loss

Code energy loss 는 현재 사용중인 PN 코드(한 채널)에 대한 그 외 의 사용 중이지 않는 근접 채널과의 관계에 있어서 근접 채널에 상 대적인 크기에 대한 사용하는 채널의 감소의 변화를 보는 실험이다.

시간지연 보상장치의 Code energy loss 의 규격은 0.1dB 이내 이다.

그림 4-15.TX Code Energy Loss

표 4-10 TX 8FA Code Energy Loss 측정 결과

FA(MHz)

계측장비 Code Energy

Loss 값

Code Energy Loss 측정값

880.89 0.1

882.12 0.05

883.35 0.04

884.58 0.07

885.81 0.04

887.04 0.05

888.27 0.05

848.50 0.07

그림 4-16.RX0 Code Energy Loss

그림 4-17.RX1 Code Energy Loss

측정 주파수는 13FA 를 사용하였으며, TX 의 Code Energy loss 는 0.07 이며, RX0 와 RX1 는 각각 0.08, 0.05 의 측정값을 볼 수 있다. 위 의 결과값에서 보듯이 근접채널에 대한 사용 주파수인 884.58 ㎒와 839.58 ㎒의 상대적인 감소는 그 규격인 0.1dB 이내에 모두 만족함을 볼 수 있다.

표 4-11 RX 8FA Code Energy Loss 측정 결과

FA(MHz)

계측장비 Code Energy

Loss 값

RX0 Code Energy Loss 측정값

RX1 Code Energy Loss 측정값

835.89 0.1 0.05

837.12 0.04 0.05

838.35 0.06 0.07

839.58 0.08 0.05

840.81 0.05 0.05

842.04 0.04 0.08

843.27 0.07 0.1

844.50 0.07 0.04

신세기 통신㈜의 8FA 에서의 측정값은 규격에 대한 그 데이터 값 모두가 규격에 만족하였다.

4.6 입 Ζ 출력 정재파비(VSWR)

입Ζ출력 정재파비는 반사파에 대한 손실 및 Radiation 전력을 최 소화 하고자 하는데 있으며, system 의 정재파비를 개선 시키기 위해 서 입력과 출력에 각각 pad 를 이용하여서 정재파비를 개선 시켰다.

그림 4-18. 정재파비 측정 구성도 표 4-12 계측장비(정재파비) Vector Network Analyzer HP 8753D

그림 4-19. TX 정재파비

POWER

SDD

+27V GND

N E T W O R K A N A L Y Z E R

PORT 2 PORT

1

NETWORK ANALYZER

신세기통신㈜의 TX 전 주파수 대역 (880.89 ㎒ ~ 889.5 ㎒)내에서의 입력과 출력의 정재파비는 각각 1.22 과 1.26 의 값을 얻을 수 있었 으며, TX 의 정재파비의 규격은 1.4 : 1 이다.

그림 4- 20.RX0 정재파비

그림 4-21. RX1 정재파비

신세기통신㈜의 RX 전 주파수 대역 (835.89 ㎒ ~ 844.5 ㎒)내에서의

RX0 와 RX1 의 입력과 출력의 정재파비는 각각 1.11 과 1.16 그리고 1.19, 1.13 의 값을 얻을 수 있었으며, TX 의 정재파비의 규격은 1.4 : 1 이다

표 4-13 정재파비 측정 결과

TX RX0 RX1 규 격

입력 정재파비 1.22 : 1 1.11 : 1 1.19 : 1 1.4 : 1 출력 정재파비 1.26 : 1 1.16 : 1 1.13: 1 1.4 :1

4.7 잡음지수(Noise Figure)

수신된 신호의 잡음지수가 높으면 통화품질의 저하뿐 아니라 시 스템 전체에 무리를 줄 수 있으므로 상당히 중요한 요소이다. 잡음 지수의 증가의 원인은 한 기지국에 여러 중계국을 연결시에 잡음 전력이 합쳐지면서 증가하게 되는 것이 주요원인이다.

그림 4-22 잡음지수 측정 구성도 표 4-14 계측장비(잡음지수 0

N o i s e F i g u r e M e t e r

FREQUENCY INSERTION

GAIN

NOISE FIGURE

Noise Source

SDD

NOISE FIGURE METER

Noise Figure Meter HP 8970B

표 4-15 수신단 8FA 잡음지수 측정값

측정값(dB) FA(MHz)

RX0 RX1

835.89 4.96 4.84

837.12 4.71 4.69

838.35 4.6 4.55

839.58 4.53 4.46

840.81 4.52 4.43

842.04 4.56 4.48

843.27 4.64 4.55

844.50 4.75 4.63

수신단 전체의 잡음지수는 5dB 로 측정값 모두 그 규격에 만족하였 다. 그렇지만 좀 더 좋은 잡음지수를 얻을 수 있도록 하기 위한 방 법으로는 수신단 첫번째 소자의 선택이 중요한 방법이라고 할 수 있다. 본 논문에서도 FH-1 를 이용하면 잡음지수의 개선을 가져올 수 있었다.

Ⅴ. 결론

본 논문에서 설계 및 제작한 시간지연 보상장치는 기존의 CDMA 기지국과 광 중계국간의 발생하는 시간의 차에 의해 발생되었던 call drop 현상을 기지국의 Main path 에 설치함으로써 해소 시킬 수 있도록 해 주었을 뿐 아니라, 전원의 이상과 PLL 의 UNLOCK 그 리고 hardware 의 고장 시에는 모든 path 가 bypass 되고, 각 path 별 운용자가 스위치를 제어할 수 있도록 수동 bypass 의 기능을 첨가하 여 시간지연 보상장치의 고장이 발생하였을 때는 기존의 시간지연 보상장치 설치전의 현상을 유지할 수 있도록 해주면서 기지국의 동 작에 영향이 없도록 하였다.

또한, 본 논문에서 개발한 시간지연 보상장치에 의해 기존의 CDMA 기지국에 있어서 window length 의 문제점이 되었던 기지국에 대한 해결책을 마련했을 뿐 아니라, 광 중계국간과 원활한 핸드오프 기능을 해줄 수 있도록 하였다.

현재 SK Telecom, KTF, HSP 등 사업자들 대다수의 CDMA 기지국과 광 중계국간의 통화지역 구간에서 사용 중에 있고, 앞으로 광기지국 과 같은 곳에서의 사용을 위하여 좀더 소형화된 시간지연 보상장 치의 개발을 진행 중에 있다.

앞으로 상용화 될 IMT-2000, WLL 과 같은 주파수 대에서도 시간 지연 보상장치의 적용이 가능하다고 본다.

그리고, 현재 CDMA 기지국과 광 중계국외에 다른 중계국간의 핸 드오프 기능에 이상이 발생하였던 지역에 대한 연구와 Multi-drop 인 경우의 신호지연의 경우에 대해 연구 개발 중에 있다.

-참 고 문 헌-

[1] ‘시간 지연 보상장치 시험 절차서’ ,(주) 신세기 통신 1999.

[2] ‘시간 지연 보상장치 기술 제안서’ , (주) 현광전자 1999

[3] ‘광 중계기 운용 문제점 및 개선방안’ ,SK Telecom 1998

[4] 변종대 ‘A Study on the design of Ku-Band 3-stage matched Low- Noise Amplifier’ ,국민대 전자공학과, 1991

[5] 성연철 ‘Up-Band CDMA 기지국용 Up-Converter 의 설계 및 제작’ ,국민대학교 전자공학과 1997

[6] David. M. Pozar, ‘Microwave Engineering’ , Addison-Wesley, 1993

[7] Guilllermo. Gonzalez, ‘Microwave Transistor Amplifiers Analysis and Design’ , Prentice Hall, 1997

[8] Scott R. Bullock. P.E., ‘Transceiver System Design or Digital

Communications’ , Noble Pushing , 1995

영문요약

A Study on the Time-delay compensation in CDMA wireless networks

By Kim Jung Hoon

Dept of Electronics Engineering Graduate School, Kookmin University Seoul, Korea

In this paper, the time-delay compensation has been designed and fabricated in order to improve of the handoff between CDMA base station and Optic Repeater. The time-delay compensation is composed of forward-path, two reverse-path make use of space-diversity, PLL part, power part, and switch part of bypass. Input/output frequency of the time-delay compensation has been same and has used Shinsegi Telecommunication Company.

In this paper, the time-delay compensation has designed for the use of time-delay and then total gain is zero. In specially, since the time- delay compensation has the bypass function, even if the system goes wrong it works exactly the same as the time-delay compensation is not was installed.

As the time-delay compensation mentioned in this paper was installed in the main path of the existing CDMA base station, both time-delay problems occurred among Optic Repeaters and the window length extension problems of base station were sloved