Bandwidth Enhancement of an Aperture Coupled Microstrip Patch Antenna Using a Shunt Stub

논문 2012-49TC-2-6

병렬 스터브를 이용한 개구면 결합 마이크로스트립 패치 안테나의 대역폭 확장

( Bandwidth Enhancement of an Aperture Coupled Microstrip Patch Antenna Using a Shunt Stub )

구 환 모^*, 윤 영 민^*, 김 부 균^***

( Hwan-Mo Koo, Young-Min Yoon, and Boo-Gyoun Kim )

요 약

병렬 스터브를 이용하여 개구면 결합 마이크로스트립 패치 안테나 (ACMPA)의 임피던스 대역폭을 넓히는 방법에 대해 연 구하였다. H-모양의 개구면을 가지는 일반적인 ACMPA를 설계하고 등가회로의 전기적 파라미터를 추출하였다. 급전선로에 병렬 스터브를 삽입하여 ACMPA의 임피던스 대역폭을 확장시키는 방법을 제시하였다. 병렬 스터브를 삽입한 ACMPA의 -10 dB 임피던스 대역폭은 최대 약 14 %로 일반적인 ACMPA의 최대 임피던스 대역폭 5.4 %와 비교하여 대역폭이 약 160 % 증 가함을 볼 수 있었다.

Abstract

An impedance bandwidth enhancement method of an aperture coupled microstrip patch antenna (ACMPA) using a shunt stub is investigated. The conventional ACMPA with a H-shaped coupling aperture is designed and the electrical parameters for the equivalent circuit of the designed conventional ACMPA are extracted. A method for the enhancement of the impedance bandwidth of the ACMPA using a tuning stub connected in shunt with the feed line is presented. The -10 dB return loss impedance bandwidth of the ACMPA with a shunt stub is increased up to about 14 %. The maximum impedance bandwidth of the corresponding ACMPA without a shunt stub is 5.4 %. The increase of the impedance bandwidth of the ACMPA with a shunt stub compared to that of the corresponding ACMPA without a shunt stub is about 160 %.

Keywords: Bandwidth enhancement, Aperture coupled feeding, Shunt stub, Patch antenna

Ⅰ. 서 론

마이크로스트립 패치 안테나는 크기가 작고 구조가 간단하여 저비용으로 설계 및 제작이 쉽고 방사 특성이

* 학생회원, ^** 평생회원-교신저자, 숭실대학교 정보통 신전자공학부

(School of Electronic Engineering, Soongsil University)

※ 이 논문은 2010년도 정부(교육과학기술부)의 재원으 로 한국연구재단의 기초연구사업 지원을 받아 수행 된 것임(2010-0023144)

접수일자: 2011년11월1일, 수정완료일: 2012년2월17일

우수할 뿐만 아니라 프론트 엔드(front-end) 모듈과의 집적화가 가능하기 때문에 많은 응용분야에 이용되고 있다. 그러나 좁은 임피던스 대역폭, 급전선로의 spurious 방사, 저 전력 등의 단점 때문에 그 응용범위 는 제한적이다. 특히 수 % 에 불과한 좁은 임피던스 대 역폭은 마이크로스트립 안테나를 무선 통신, 레이더, 위 성통신 시스템 등의 수많은 응용분야에 적용시키기 위 해 우선적으로 해결해야할 과제이다. 따라서 이를 해결 하기 위한 연구가 계속 진행 중이다. 개구면 결합 급전 (aperture coupled feeding) 방법은 1985년 Pozar에 의 해 처음 소개된 이래로 광대역 안테나의 급전 방법으로

널리 응용되고 있다^[1].

이 방법은 개구면의 크기와 급전선로 종단의 직렬 스 터브를 이용하여 안테나의 입력 임피던스를 손쉽게 정 합시킬 수 있고, 급전부분과 안테나부분이 분리되어 각 각의 설계 조건에 맞는 서로 다른 유전상수를 가지는 기판을 사용할 수 있으며, 급전선로에 의한 기생 방사 (spurious radiation) 등으로 발생되는 손실을 감소시킬 수 있는 큰 장점이 있다. 그러나 일반적인 개구면 결합 급전을 이용한 마이크로스트립 안테나는 여전히 작은 임피던스 대역폭으로 인해 수많은 응용분야에 적용시키 기가 어렵다는 단점을 가지고 있다. 따라서 안테나의 임피던스 대역폭을 증가시키기 위해 유전 상수가 낮고 두께가 두꺼운 안테나 기판을 사용하거나, 유전 상수가 낮고 두께가 얇은 안테나 기판을 여러 개 적층하거나, 방사패치 위에 기생 방사패치를 적층하거나, 방사패치 의 모양을 변형하는 방법이 제안되었다[2, 3, 4, 5]. 그러나 이러한 개구면 결합 마이크로스트립 안테나의 임피던스 대역폭을 증가시키는 방법은 안테나의 설계 과정 및 제 작 공정이 복잡해지고, 안테나의 크기가 커지며, 제작비 용을 증가시키는 단점을 가지고 있다.

본 연구에서는 개구면 결합 마이크로스트립 패치 안 테나(aperture coupled microstrip patch antenna ; ACMPA)의 안테나 부분은 그대로 유지하며 급전 부분 에 병렬 스터브를 삽입하여 안테나의 임피던스 대역폭 을 확장하는 방법에 대해 살펴보았다. 먼저 제 Ⅱ장에 서는 H-모양의 개구면을 가지는 일반적인 ACMPA를 설계하고 입력임피던스를 정합시키는 방법을 살펴보았 다. 제 Ⅲ장에서는 일반적인 ACMPA의 급전 선로에 병 렬 스터브를 삽입하여 임피던스 대역폭을 확장시키는 방법을 보이고 ACMPA의 대역폭과 방사 특성을 전산 모의를 통해 살펴보았다. 마지막으로 제 Ⅳ장에서는 본 논문의 결론을 맺는다.

Ⅱ. H-모양의 개구면을 가지는 ACMPA

본 장에서는 H-모양의 개구면을 가지는 ACMPA를 설계하여 임피던스 대역폭을 살펴보았다. 또한 ACMPA 등가회로의 전기적 파라미터를 추출하는 방법 을 보이고 EM 시뮬레이션과 회로 시뮬레이션 결과로 부터 구한 ACMPA의 반사계수를 비교하였다. EM 시 뮬레이션에는 Ansys사의 HFSS를 이용하였으며 회로 시뮬레이션에는 Agilent사의 ADS를 이용하였다.

2.1 ACMPA 설계

그림 1에 H-모양의 개구면을 가지는 ACMPA의 구 조도와 평면도를 보인다. 그림 1(a)와 같이 일반적인 ACMPA는 가운데 개구면이 포함된 접지 평면을 기준 으로 상부는 방사패치와 안테나 기판으로 이루어진 안 테나 부분으로 하부는 급전 선로, 급전 기판, 직렬 스터 브로 이루어진 급전 부분으로 구성된다. 안테나 부분에 서 안테나 기판의 두께는  이며 방사패치는 길이 

와 폭  를 가지는 일반적인 사각형 모양이다. 급전 부분에서 급전 기판의 두께는  이며 급전 선로의 폭

_ 는 일반적으로 front-end 모듈의 포트 임피던스(_

=50 Ω)와 동일한 특성임피던스를 가지도록 설계한다.

접지 평면에 식각된 개구면의 형태는 사각형 모양보다

(a)

(b)

그림 1. H-모양의 개구면을 가지는 ACMPA의 (a) 구조 도와 (b) 평면도

Fig. 1. Geometry of the conventional ACMPA with a

H-shaped coupling aperture. (a) A schematic

diagram and (b) a plane figure.

급전선로에서 패치 안테나로 전달되는 고주파 신호의 결합 레벨이 더 큰 H-모양을 이용하였다^[6]. 그림 1(b) 의 H-모양의 개구면 구조에서 가운데 사각형 슬롯의 길이와 폭은 각각  와  로 나타내었으며 사각형 슬롯 끝에 H-모양을 만들기 위해 추가된 슬롯의 길이 와 폭은 각각  와  로 표현하였다. 급전선로 끝 종 단이 개방된 직렬 스터브의 길이는  로 표현하였으며 이 길이는 종단에서 개구면의 중심까지의 거리를 나타 낸다.

안테나 기판의 두께 _ 은 3.18 mm, 급전 기판의 두 께 _ 는 0.78 mm 이며, 방사패치는 길이 _ 와 폭

_ 가 모두 6.4 mm 인 정사각형 모양의 패치이고 급 전 선로의 폭  는 0.7 mm, H-모양 개구면의 크기는

_ = 4 mm,  = 2.6 mm,  = 0.5 mm,  = 0.5 mm, 종단 개방 스터브의 길이 _는 2.65 mm 인 5 GHz에서 동작하는 ACMPA 를 설계하였다. 설계 시 사 용된 기판은 유전상수가 10.8 이고 loss tangent가 0.0035 인 Taconic 사의 CER-10 이다. 본 연구에서는 MMIC-based 모듈과의 집적 시 공정의 간소화를 위해 상부의 안테나 기판과 하부의 급전 기판의 유전상수를 동일하게 하였다. 또한 대역폭이 작은 경우를 고려하기 위하여 기판의 유전상수 값을 10.8 로 설정하였다.

그림 2(a)와 (b)는 각각 기판의 두께 _ = 3.18 mm,

_ = 0.78 mm 이며, 패치의 크기  =  = 6.4 mm, 급전선로의 폭  = 0.7 mm, H-모양 개구면의 크기

_ = 4 mm,  = 2.6 mm,  =  = 0.5 mm, 종 단 개방 스터브의 길이 _ = 2.65 mm인 ACMPA의 주 파수에 따른 반사 계수와 스미스 도표에 도시한 입력 임피던스를 보인다. 설계된 ACMPA의 동작주파수는 5 GHz 이고, 동작주파수에서 반사 계수의 크기는 -39.94 dB 이며 -10 dB 임피던스 대역폭은 5.37 %로 나타났 다. H-모양 개구면의 크기를 조절하여 급전선로에서 안 테나로 전달되는 고주파 신호의 coupling level을 조절 할 수 있는데 개구면의 크기가 클수록 coupling level이 크다^[6]. 그림 1(b)의 H-모양 개구면에서 길이 _ 와

_ 의 크기는 전체 개구면의 크기를 결정짓는 물리적 파라미터로 coupling level 변화에 큰 영향을 미친다. 길 이  와 가 커질수록 coupling 크기가 커져 안테나 의 입력 저항이 커지며, 입력 저항이 커질수록 스미스 도표에서 입력 임피던스 곡선이 이루는 원형모양의 궤

(a)

(b)

그림 2. 기판의 두께

= 3.18 mm,

= 0.78 mm 이 며, 패치의 크기

=

= 6.4 mm, 급전 선 로의 폭

= 0.7 mm, H-모양 개구면의 크기 는

= 4 mm,

= 2.6 mm,

=

₌ 0.5 mm, 종단 개방 스터브의 길이

= 2.65 mm인 ACMPA의 (a) 반사 계수와 (b) 스미스 도 표에 도시한 주파수에 따른 입력 임피던스 Fig. 2. (a) Reflection coefficient and (b) Smith chart plot

of the input impedance of an ACMPA versus frequency with the thickness of substrate

₌ 3.18 mm,

= 0.78 mm and size of patch

=

= 6.4 mm, width of feed line

= 0.7 mm, size of H-shape aperture

= 4 mm,

= 2.6 mm,

₌

= 0.5 mm, open-circuited siries tuning stub

= 2.65 mm.

적 크기가 커진다. 이와 같은 개구면의 크기( × ) 에 따른 입력 임피던스 변화 특성을 이용하여 5 GHz

에서 임피던스 정합이 된 ACMPA를 설계하였다. H-모 양 개구면에서 폭 _와 _는 coupling level 변화에 큰 영향을 주지 않으므로 임피던스 정합 시 모두 0.5 mm 로 고정하였다. 직렬 스터브의 길이는 5 GHz에서 인덕티브한 특성을 가지는 개구면 결합 안테나의 입력 리액턴스가 상쇄되도록 하기 위해  보다 작도록 설계하였다.

2.2 ACMPA의 등가회로

2.1절에서 설계한 ACMPA의 전산모의 결과로부터 등가회로의 전기적 파라미터를 추출한 후 회로 시뮬레 이션 결과와 비교하였다.

그림 3은 본 논문에서 사용한 일반적인 ACMPA의 등가회로를 나타낸다^[7]. 그림 3의 등가회로는 개구면과 안테나와 직렬 스터브가 직렬로 연결된 구조이다. 그림 1에서 개구면은 급전 선로에 H-모양의 DGS (defected ground structure)가 삽입된 형태로 볼 수 있다. 따라서 개구면의 등가회로를 DGS의 등가회로로 간주하여 인 덕턴스와 gap 커패시턴스를 추출하였다^[8]. DGS 등가회 로의 전기적 파라미터를 추출하기 위해 그림 1에서 안 테나 패치를 제거하고 급전선로 종단에 마이크로스트립 선로를 부가적으로 연결하여 2-port network를 만들었 다. 즉, 설계한 ACMPA의 H-모양 개구면과 동일한 구 조를 가지는 DGS 저역통과 필터를 설계하였다. 설계한 DGS 저역통과 필터의 EM 시뮬레이션 결과로부터 공 진주파수와 차단주파수를 구하고 1차 저역통과 프로토 타입 필터의 특성과 비교하여 개구면의 인덕턴스와 gap 커패시턴스를 추출 하였다. 2.1절에서 설계한 H-모양 개구면의 구조에 대해 추출한 전기적 파라미터는 _{ }

= 0.74 nH 이고 _{ } = 0.72 pF 이다. 그림 3의 등가회

그림 3. 일반적인 ACMPA의 등가회로

Fig. 3. Equivalent circuit model of an conventional ACMPA.

그림 4. 종단 개방 직렬 스터브의 상세 등가회로 Fig. 4. Detailed equivalent circuit model for an

open-circuited series tuning stub.

로에서 안테나 부분은 일반적으로 R, L, C가 병렬로 연 결된 등가회로로 표현할 수 있다. 직렬 스터브의 길이 에 따라서 입력 임피던스가 바뀌므로 2.1 절에서 설계 한 직렬 스터브의 길이 _ 는 _ 보다 작게 설계하여 커패시티브한 특성을 가지기 때문에 그림 3의 등가회로 에서 간략하게 커패시터로 표현하였다.

그림 4에는 그림 3의 종단 개방 직렬 스터브에 대한 상세 등가회로를 보인다. 마이크로스트립 급전선로의 구조 파라미터로부터 그림 4에 보인 종단 개방 직렬 스 터브의 등가회로 전기적 파라미터는 다음과 같은 수식 으로 표현될 수 있다^[9].

_







_

  





 ⁽¹⁾

_







_

  





 ⁽²⁾

_{ }





_

  



_

 ⁽³⁾

__×



_

 ⁽⁴⁾

여기서 _ 는 마이크로스트립 급전선로의 특성임피 던스를 나타내며 h의 단위는 mil 이다. 2.1 절에서 설계 한 직렬 스터브의 구조 파라미터로부터 식 (1), (2), (3), (4)를 이용하여 계산한 전기적 파라미터는 각각 _ = 48.57 Ω, _ = 0.87 nH, _ = 0.02 pF, _

 = 0.02 pF 이다. 안테나의 동작주파수인 5 GHz에서 식 (1), (2), (3), (4)로부터 구한 전기적 파라미터를 이용하여 스터 브의 길이를 0 에서 1 _ 까지 변화시켜가며 직렬 스터 브의 입력 임피던스를 살펴보았다.

그림 5. 5 GHz에서 그림 4의 등가회로를 이용하여 스 터브의 길이에 따라 구한 종단 개방 스터브의 입력 임피던스

Fig. 5. Calculated input impedance at 5 GHz versus stub length for an open-circuited series tuning stub using the equivalent circuit in Fig. 4.

그림 5는 5 GHz에서 그림 4의 등가회로를 이용하여 스터브의 길이에 따라 구한 종단 개방 스터브의 입력 임피던스를 보인다. 2.1 절에서 설계한 직렬 스터브의 길이는 0.12 _ 로 그림 5에서 이 경우의 입력 임피던 스는 약 -j48.63 Ω임을 알 수 있다. 따라서 그림 4의 등가회로는 그림 3의 등가회로처럼 간략하게 커패시터 로 표현할 수 있으며 그 값은 약 0.65 pF가 된다.

개구면을 DGS와 같은 구조로 생각하고 DGS 저역 통과 필터의 EM 시뮬레이션 결과로부터 추출한 전기 적 파라미터와 직렬 스터브의 등가회로로부터 계산한 전기적 파라미터를 그림 3의 ACMPA 전체 등가회로에 대입하고 회로 시뮬레이션을 통해 안테나의 전기적 파 라미터를 추출하였다. 추출 방법은 먼저 ACMPA의 반 사계수를 EM 시뮬레이션으로부터 구하고 그림 3의 등 가회로에서 안테나의 RLC 등가회로 파라미터를 각각 변화시켜가며 구한 반사계수의 회로 시뮬레이션 결과와 비교하여 가장 근접한 경우의 RLC 파라미터를 안테나 등가회로의 전기적 파라미터로 정하였다. 이 방법으로 추출한 안테나의 전기적 파라미터는 _ = 49 Ω, _

=0.12 nH, _ = 8.8 pF 이다.

그림 6에는 EM 시뮬레이션과 회로 시뮬레이션으로 부터 구한 기판의 두께  = 3.18 mm,  = 0.78 mm 이며, 패치의 크기가 _ = _ = 6.4 mm, _ = 0.7 mm, H-모양 개구면의 크기가 _ = 4 mm, _ = 2.6 mm,  =  = 0.5 mm, 종단 개방 스터브의 길이가

그림 6. 기판의 두께

= 3.18 mm,

= 0.78 mm 이 며, 패치의 크기

=

= 6.4 mm, 급전 선 로의 폭

= 0.7 mm, H-모양 개구면의 크기 는

= 4 mm,

= 2.6 mm,

=

= 0.5 mm, 종단 개방 스터브의 길이

_{= 2.65} mm인 일반적인 ACMPA의 주파수에 따른 반사 계수

Fig. 6. Reflection coefficient of a conventional ACMPA versus frequency with the thickness of substrate

_

= 3.18 mm,

= 0.78 mm and size of patch

=

= 6.4 mm, width of feed line

_

= 0.7 mm, size of H-shape aperture

= 4 mm,

= 2.6 mm,

=

= 0.5 mm, open-circuited siries tuning stub

= 2.65 mm.

_ = 2.65 mm인 ACMPA의 반사계수를 보인다. 그림 6 에서 EM 시뮬레이션과 회로 시뮬레이션을 이용한 반 사계수 전산모의 결과가 잘 일치함을 볼 수 있다.

표 1에는 추출된 ACMPA의 각 부분별 전기적 파라 미터를 정리한 결과를 보인다. 표 1에 정리된 전체 ACMPA 등가회로의 전기적 파라미터로부터 안테나의 입력 임피던스를 구할 수 있다. 5 GHz에서 EM 시뮬레 이션과 회로 시뮬레이션으로부터 구한 일반적인 ACMPA의 입력 임피던스는 각각 48.9+j0.52 Ω과 49.0+j0.41 Ω 으로 거의 일치함을 볼 수 있었다.

Aperture 부분 Antenna 부분 Open stub 부분



[nH]

_{ } [pF]

_ [ ]

_ [nH]

_

[pF] _ [pF]

0.68 0.84 49 0.12 8.8 0.65

표 1. 추출된 ACMPA의 전기적 파라미터

Table 1. Extracted electrical parameters of an ACMPA.

Ⅲ. 병렬 스터브를 이용한 ACMPA의 임피던스 대역폭 특성

본 장에서는 일반적인 ACMPA의 급전 선로에 병렬 스터브를 삽입하여 임피던스 대역폭을 확장시키는 방법 을 보인다. 또한 개구면의 크기에 따라 병렬 스터브가 삽입된 ACMPA의 대역폭 특성과 방사 특성을 전산모 의를 통해 살펴보았다.

3.1. 병렬 스터브가 삽입된 ACMPA

그림 7에는 임피던스 대역폭 확장을 위해 병렬 스터 브를 삽입한 ACMPA의 구조도와 평면도를 보인다. 그

(a)

(b)

그림 7. 병렬 스터브를 가지는 ACMPA의 (a) 구조도와 (b) 평면도

Fig. 7. Geometry of an ACMPA with a shunt tuning stub. (a) A schematic diagram and (b) a plane figure.

림 7에서 병렬 스터브는 개구면에서 ACMPA의 포트 방향으로 거리  만큼 떨어진 곳에 위치하며 폭



와 길이



병렬 스터브를 이용하여 ACMPA의 임피던스 대역 폭을 증가시키기 위해서는 먼저 개구면의 크기를 II 장 에서 설계한 일반적인 ACMPA의 개구면 크기보다 다 소 줄여야 한다. 개구면의 크기를 줄이면 급전선로에서 안테나로 전달되는 고주파 신호의 coupling level과 안 테나의 입력 임피던스의 실수부 크기가 줄어들게 된다.

따라서 스미스 도표에서 안테나의 입력 임피던스 곡선 이 이루는 원형모양의 궤적 크기가 정재파비가 2:1이 되는 원의 직경보다 작아지게 된다. 그 다음 개구면에 서 안테나 포트쪽으로 거리





만큼 떨어진 지점에 병렬 스터브를 삽입하고 병렬 스 터브의 길이  를 조절하여 원형모양 궤적의 중심이 스미스 도표의 중심에 정합되도록 설정한다. 이러한 방 법을 이용하면 ACMPA의 임피던스 대역폭을 크게 증 가시킬 수 있다.

위에서 설명한 방법대로 병렬 스터브를 삽입하여 ACMPA의 임피던스 대역폭을 증가시킬 수 있는지 전 산모의를 통해 확인하였다. 먼저 II 장에서 설계한 ACMPA의 구조에서 개구면의 크기를 조절하여 임피던 스 곡선의 원형모양 궤적 크기를 감소시켜 보았다.

그림 8에 스미스 차트에 도시한 여러 가지 개구면의 크기를 가지는 ACMPA의 주파수에 따른 입력 임피던 스를 보인다. H-모양 개구면의 크기는 가운데 슬롯의 길이  와 양쪽 옆 슬롯의 길이  를 변화시켜 조절 하였으며 가운데 슬롯의 폭



그림 8. 스미스 차트에 도시한 여러 가지 개구면의 크 기를 가지는 ACMPA의 주파수에 따른 입력 임 피던스

Fig. 8 Smith chart plot of the input impedance versus frequency of the ACMPA with various aperture sizes.



그림 8에서 첫 번째 경우는 II 장의 그림 2(b)에 도시 된 5 GHz에 정합된 ACMPA의 입력 임피던스 곡선과 동일하며 길이 _ 와 _ 가 각각 4 mm 와 2.6 mm인 경우이다. 두 번째, 세 번째, 네 번째 경우는 길이 _

를 3.7 mm로 고정시키고 길이  가 각각 2.7 mm, 2.3 mm, 2 mm 인 경우로 첫 번째 경우보다 개구면의 크기 가 조금씩 줄어들도록 하였다. 그림 8에서 개구면의 크 기가 작을수록 원형모양의 궤적 크기가 작아짐을 볼 수 있다.

3.2. 개구면 크기에 따른 임피던스 대역폭

그림 8의 여러 가지 개구면 크기를 가지는 ACMPA 에 대하여 각각 병렬 스터브를 삽입하고 정합시킨 후 임피던스 대역폭과 방사패턴을 살펴보았다. 그림 9(a)와 (b)는 각각 여러 가지 다른 크기의 개구면에 대하여 최 적화된 병렬 스터브가 삽입된 ACMPA의 주파수에 따 른 반사계수와 스미스 차트에 도시한 입력 임피던스를 보인다. 표 2에는 여러 가지 다른 크기의 개구면에 대 하여 최적화된 병렬 스터브의 위치, 길이와 ACMPA의 임피던스 대역폭을 정리한 결과를 보인다.

그림 9(a)와 표 2로부터 개구면의 크기가 작아질수록

(a)

(b)

그림 9. 여러 가지 다른 크기의 개구면에 대하여 최적 화된 병렬 스터브가 삽입된 ACMPA의 주파수에 따른 (a) 반사계수와 (b) 스미스 차트에 도시한 입력 임피던스

Fig. 9. (a) Reflection coefficient and (b) Smith chart plot of the input impedance versus frequency of the ACMPA with the optimized shunt stub for various aperture sizes of

×

_.

ACMPA의 -10 dB 임피던스 대역폭은 증가하다가 감소 함을 볼 수 있다. 그림 9(b)에는 VSWR이 2:1 보다 작은 영역을 함께 도시하였다. 그림 9(b)에서 두 번째, 세 번째, 네 번째의 개구면 크기를 가지는 ACMPA의 경우 개구면 의 크기가 커질수록 VSWR이 2:1인 원 내부에서 임피던 스 곡선의 원형모양 궤적이 커지며 대역폭이 증가함을 볼 수 있다. 그러나 첫 번째 경우의 개구면 크기를 가지 는 ACMPA는 임피던스 곡선의 원형모양 궤적이 VSWR 이 2:1인 원 외부에도 존재하여 대역폭이 감소함을 볼 수

(a)

(b)

그림 10. 여러 가지 다른 크기의 개구면에 대하여 최적화된 병렬 스터브가 삽입된 ACMPA의 (a) 전방방사 이득과 (b) 후 방방사 이득

Fig. 10. (a) The forward and (b) backward gain of the ACMPA with the optimized shunt stub for various aperture sizes of

_

×

.

여러 가지 다른 크기의 개구면에 따라 최적화된 병렬 스터브가 삽입된 ACMPA의 방사특성을 살펴보았다.

그림 10(a)와 (b)는 각각 여러 가지 다른 크기의 개구 면에 따라 최적화된 병렬 스터브가 삽입된 ACMPA의 전방방사 이득과 후방방사 이득을 보인다. -10 dB 임피

Case

1 2 3 4

개구면의 크기

_

[mm] 4.0 3.7 3.7 3.7

_

[mm] 0.5 0.5 0.5 0.5

_

[mm] 2.6 2.7 2.3 2.0

_

[mm] 0.5 0.5 0.5 0.5

병렬 스터브의

위치와 길이

_

[mm] 2.45 2.15 2.15 2.25

_

[mm] 2.0 2.6 3.2 3.7

-10 dB 대역폭

[MHz] 620 730 610 560

[%] 11.96 13.97 11.81 11.11

표 2. 여러 가지 다른 크기의 개구면에 대하여 최적

화된 병렬 스터브의 위치, 길이와 ACMPA의 임피던스 대역폭

Table 2. Position and length of the optimized shunt stub and -10 dB impedance bandwidth of the ACMPA for various aperture sizes of

×

.

던스 대역폭 내에서 전방방사 이득 변화를 살펴보면 그 림 10(a)에서와 같이 패치 안테나의 공진주파수인 5 GHz 대역에서 최대 이득을 가지고 패치 안테나의 공진 주파수에서 멀어질수록 이득이 감소함을 볼 수 있다.

후방방사 이득 변화를 살펴보면 그림 10(b)에서와 같이 공진주파수 근처에서 후방방사 이득이 가장 크고 주파 수가 증가할수록 이득이 작아지다가 다시 커짐을 볼 수 있었다.

3.3. 병렬 스터브 설계 방법

본 절에서는 ACMPA의 임피던스 대역폭을 확장시키 는 병렬 스터브의 설계 과정을 보인다. 3.2 절에서 살펴 본 여러 가지 개구면의 크기를 가지는 ACMPA에 병렬 스터브가 삽입된 경우 중 임피던스 대역폭이 가장 큰 경우에 대하여 병렬 스터브의 위치와 길이를 설계하는 과정을 보인다. 먼저 그림 8의 네 가지 경우 중 두 번째 경우의 개구면 크기( = 3.7 mm,  = 2.7 mm)를 가 지는 ACMPA에 대하여 개구면에서 바라본 ACMPA의 입력 임피던스 곡선을 스미스 도표에 도시한다. 다음으 로 개구면에서 안테나 포트쪽으로 거리  만큼 위상 기준면을 이동시킨 입력 임피던스를 스미스 도표에 도 시하고 임피던스 곡선이 이루는 원형모양 궤적의 중심 이 컨덕턴스가 1인 원 근처에 놓이는 위치 _ 를 찾는 다. 마지막으로 거리 _ 에 병렬 스터브를 삽입하고

ACMPA의 입력 임피던스가 이루는 원형모양 궤적의 중심이 스미스 도표 중심에 정합되는 스터브의 길이



(a)

(b)

그림 11. 개구면의 크기가

= 3.7 mm 이고

= 2.7 mm인 경우, (a) 개구면으로부터

_{만큼 떨어} 진 여러 가지 위치에서 스미스 차트에 도시한 ACMPA의 입력 임피던스 와 (b)

= 2.15 mm 인 위치에 병렬 스터브를 삽입하고 스터브의 길 이

를 변화시켜가며 스미스 차트에 도시한 ACMPA의 입력 임피던스

Fig. 11. (a) Smith chart plot of the input impedance looking into the ACMPA from various positions of

away from the coupling aperture and (b) Smith chart plot of the input impedance looking into the ACMPA from the shunt stub, inserted at the position of

= 2.15 mm, with the various lengths of

for the ACMPA with aperture size of 3.7 mm × 2.3 mm (

×

_).

= 2.7 mm 인 ACMPA의 병렬 스터브의 위치와 길이에 대한 초기 값은 수식을 이용하여 계산하였으며 그 값은

_ = 1.9 mm 이고  = 2.8 mm 이다^[10].

그림 11(a)와 (b)는 각각 개구면의 크기가  = 3.7 mm 이고  = 2.7 mm 인 경우 개구면으로부터  만 큼 떨어진 여러 가지 위치에서 바라본 ACMPA의 입력 임피던스와 _ = 2.15 mm 인 위치에 병렬 스터브를 삽입하고 스터브의 길이 _ 를 변화시켜가며 도시한 ACMPA의 입력 임피던스를 보인다. 그림 11(a)에서 길 이  가 증가할수록 원형모양의 궤적이 시계바늘 방 향으로 이동하는 것을 볼 수 있으며,  = 2.15 mm 인 경우 원형모양의 궤적의 중심이 컨덕턴스가 1인 원 근 처에 위치함을 알 수 있다. 그림 11(b)에서





그림 12는 병렬 스터브의 위치와 길이가 각각  = 2.15 mm 이고



그림 12. 병렬 스터브의 위치와 길이가 각각

= 2.15 mm 이고 

= 2.6 mm 인 경우 ACMPA의 주 파수에 따른 반사계수

Fig. 12. Reflection coefficient of the ACMPA versus

frequency with the 2.6 mm long shunt stub

located at the position of

= 2.15 mm away

from the coupling aperture.

(a)

(b)

그림 13. 병렬 스터브의 위치와 길이가 각각

= 2.15 mm, 

= 2.6 mm 인 ACMPA의 (a) E-평면 방사패턴과 (b) H-평면 방사패턴

Fig. 13. (a) E-plane and (b) H-plane radiation pattern of the ACMPA with the 2.6 mm long shunt stub located at the position of

= 2.15 mm away from the coupling aperture.

므로 병렬 스터브가 삽입된 ACMPA의 임피던스 대역 폭은 약 160 % 증가함을 볼 수 있었다.

그림 13에는 병렬 스터브의 위치와 길이가 각각 _

= 2.15 mm 이고



방사패턴의 전체적인 모양은 크게 변화하지 않음을 알 수 있었다.

Ⅳ. 결 론

본 논문에서는 개구면 결합 마이크로스트립 패치 안 테나의 급전 부분에 병렬 스터브를 삽입하여 안테나의 임피던스 대역폭을 넓히는 방법에 대해 살펴보았다. H- 모양의 개구면을 가지는 일반적인 ACMPA를 설계하였 다. 설계된 ACMPA의 반사계수 특성을 EM 시뮬레이 션 한 결과와 등가회로를 이용한 회로 시뮬레이션 결과 의 비교를 통하여 등가회로를 구성하는 전기적 파라미 터 값들을 추출하였다.

일반적인 ACMPA의 급전 선로에 병렬 스터브를 삽 입하여 임피던스 대역폭을 확장시키는 방법을 살펴보았 다. 개구면의 크기에 따라 최적화된 병렬 스터브를 삽 입한 ACMPA의 임피던스 대역폭 특성과 방사 특성을 전산모의 실험을 통해 살펴보았다. 병렬 스터브가 없는 일반적인 ACMPA의 최대 임피던스 대역폭은 5.37 %이 고 병렬 스터브를 삽입한 ACMPA의 최대 임피던스 대 역폭은 13.97 %로 임피던스 대역폭이 약 160 % 증가됨 을 확인하였다. 또한 -10 dB 임피던스 대역폭 내에서 방사패턴의 전체적인 모양은 주파수에 따라 크게 변화 하지 않음을 확인하였다.

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저 자 소 개 구 환 모(학생회원)

2011년 숭실대학교 정보통신전자 공학부 학사 졸업.

2011년∼현재 숭실대학교 전자공학과 석사 과정.

<주관심분야 : Microstrip Antennas, 위상 배열 안테나>

윤 영 민(학생회원)

2003년 숭실대학교 정보통신전자 공학부 학사 졸업.

2005년 숭실대학교 전자공학과 석사 졸업.

2007년∼현재 숭실대학교 전자공학과 박사 과정.

<주관심분야 : Microstrip Antennas, 위상 배열 안테나, EMI/EMC>

김 부 균(평생회원)

1979년 서울대학교 전자공학과 (공학사)

1981년 KAIST 전기및전자공학과 (공학석사)

1989년 University of Southern California, 전자공학과 (공학박사)

1993년 IBM Almaden 연구소 방문 연구원 1997년∼1998년 Univ. of California at Santa Barbara 방문 부교수

2004년∼2006년 산자부 산업기술발전심의회 위원 2008년∼2010년 숭실대학교 IT대학 학장

1981년∼현재 숭실대학교 정보통신전자공학부 교수

<주관심분야 : 위상 배열 안테나, SiP, 광통신 및 광네트워크용 소자>

58, no. 11, pp. 3616–3621, Nov. 2010.

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