ISSN 1226-3133 (Print)․ISSN 2288-226X (Online)
신호 정보 수집용 광대역 캐비티 백 안테나
Wideband Cavity Back Antenna for Signal Intelligence
정 구 호․이 성 규․최 재 훈 Gu-Ho Jeoung․Seong-Kyu Lee․Jae-Hoon Choi
요 약
본 논문에서는 캐비티 백(Cavity-back) 구조를 이용한 신호 정보 수집용 광대역 안테나를 제안하였다. 제안된 안테나는 캐비티 구조를 가지는 접지면, 마이크로스트립 급전선, 슬롯이 식각된 사각패치로 이루어져 있다. 제안된 안테나는 55 mm×40 mm×10 mm의 크기에서 캐비티 구조를 통해 광대역의 대역폭을 갖는다. 안테나의 측정된 10 dB 반사손실 대역폭 은 5,030 MHz(3.02～8.05 GHz)이며, 중심주파수 5.05 GHz에서 비 대역폭 90.9 %을 가진다. ANSYS사의 HFSS v.15.0.0을 이용하여 제안된 안테나의 설계 및 시뮬레이션을 수행하였다. 제작 및 측정을 통해 안테나의 성능 및 설계방법의 타당성 을 검증하였다.
Abstract
In this paper, a cavity back slot antenna with a rotated rectangular patch is proposed. The proposed antenna consists of a ground plane with cavity structure, a microstrip feed line, and a rectangular patch with slot. With a dimension of 55 mm×40 mm×10 mm, the proposed antenna has the wide bandwidth due to the cavity structure. Measured 10 dB return loss bandwidth and fractional band- width of the proposed antenna is 5,030 MHz(3.02～8.05 GHz) and 90.9 % at the center frequency of 5.05 GHz. The proposed antenna is designed and simulated using ANSYS HFSS v.15.0.0. The designed antenna is fabricated and tested to validate its performances.
Key words: Elint System, Conformal, Wideband Antenna, Cavity Back
「이 연구는 방위사업청 및 국방과학연구소의 재원에 의해 설립된 신호정보 특화연구센터 사업의 지원을 받아 수행되었음.」
한양대학교 전자컴퓨터통신공학과(Department of Electronics and Computer Engineering, Hanyang University)
․Manuscript received August 25, 2016 ; Revised October 17, 2016 ; Accepted December 7, 2016. (ID No. 20160825-092)
․Corresponding Author: Jae-Hoon Choi (e-mail: [email protected])
Ⅰ. 서 론
UHF 대역에서부터 Ka 대역에까지 운용되는 각종 레이 다 및 통신장치의 전자정보를 광범위하게 수집하는 시스 템인 ELINT(Electronics Intelligence)는 현대 전자전에서 매우 중요한 역할을 하고 있다[1],[2].
ELINT시스템은 육상, 해상, 항공에서 다양한 용도로 사용되고 있는데, 그 중에서도 항공용 ELINT 시스템은 전파 가시거리가 멀기 때문에 가장 널리 운용되어 왔으
며, 최근에는 무인기에 적용되어 사용되고 있다[3]. 현재 항공기에 적용되는 ELINT 시스템용 안테나는 주 로 블레이드(blade) 형태로 설계되어 사용되고 있다[4],[5]. 하지만, 이는 측면으로의 공기저항과 유효 레이다 단면적 (RCS)이 크다는 단점을 갖고 있다. 이와 같은 단점을 보 완하기 위해 항공기에 매립되는 형태의 안테나에 대한 연구가 진행되었으나, 대역폭이 충분히 넓지 않다는 단 점을 가지고 있다[6]～[10]. 이를 극복하기 위해 패치 아래 에 캐비티를 위치시켜 대역폭을 향상시키는 많은 논문이
제안되었다[11]～[15]. 그 중 하나로서 제안된 논문은 캐비티 위에 패치를 적층시켜 임피던스의 변화를 줄이고, 비 대 역폭 26 %을 갖는 안테나가 제안되었다[14]. 또, 급전선과 패치사이에 효율적인 커플링(coupling) 에너지를 전달하 는 근접결합 마이크로스트립 패치안테나(PCMA: Proxi- mity Coupled Microstrip patch Antenna)도 제안되었다[15]. 좁은 캐비티를 사용하여 급전선과 패치사이에 효율적인 커플링(coupling) 에너지를 전달하여 대역폭을 증가시켰 으며, 비 대역폭 40 %을 갖는다. 하지만 제안된 논문들은 비 대역폭이 충분히 넓지 않아 광대역 특성에 미치지 못 한다.
본 논문에서는 대역폭을 광대역화 하기 위해서 캐비티 의 너비면을 변형하고, 슬롯이 식각된 패치의 회전을 이 용한 안테나를 제안하였다. 제안된 안테나는 동작주파수 3.02～7.43 GHz(4,410 MHz)에서 동작하도록 설계되었으 며, ELINT 시스템의 주파수 범위 중 해당 대역에서 동작 할 수 있을 것으로 기대된다. 본 논문에서 제안한 안테나 는 무인기 배면에 매립이 가능하여 공기역학적인 측면에 서 좋은 특성을 가지며, 안테나의 유효 레이다 단면적을 최소화 할 수 있다는 장점이 있다.
제안된 안테나는 모의실험과 제작 및 측정을 통하여 동작특성을 분석하였고, 반사손실과 방사패턴 측정을 통 해 성능을 검증하였다.
Ⅱ. 안테나 설계 및 특성
그림 1은 제안된 안테나의 구조를 나타낸다. 제안된 안 테나는 캐비티 구조를 포함하는 55 mm×40 mm×10 mm의 도체 위에 FR4(εr=4.4, tanδ=0.02) 기판 2장이 적층된 형 태로서 50 Ω 리지드 케이블(rigid cable)을 이용하여 급전 하였다. 즉, 제안된 안테나는 50 Ω 리지드 케이블를 통해 광대역의 특성을 지니는 캐비티 공진과 하위 대역에서 동작하는 윗면의 사각패치와 상위 대역에서 동작하는 사 각패치에 슬롯을 식각하여 넓은 주파수 응답 특성을 갖 는다.
그림 1(b)는 캐비티의 전면도를 나타낸 것이며, 기본 모드와 고차 모드로 동작한다. 넓은 주파수 응답에서 임피 던스 정합이 이루어지도록 하기 위해서 캐비티의 너비면
(a) 입체도 (a) Perspective view
(b) 캐비티 전면도 (b) Top view of cavity
(c) 캐비티 측면도 (c) Side view of cavity
(d) 패치 전면도 (d) Top view of patch 그림 1. 제안된 안테나의 구조
Fig. 1. Structure of proposed antenna.
을 직선구조가 아닌 사인파(sinusoidal) 구조로 형성하여 광대역 특성을 구현하였으며[16],[17], 다음과 같은 수식을 통해 구하였다.
sin
(1)
여기서 La는 사인파 구조의 진폭 크기, Wc는 캐비티의 폭 을 의미한다. 제안된 안테나의 캐비티는 길이(Lc), 폭(Wc), 높이(Hc), 사인파 구조의 진폭 크기(La)로 모델링이 가능 하며 적절한 동작모드의 값을 갖는 Lc, Wc, La, Hc을 결정 하여, 안테나의 주파수 응답을 조정함으로써 공진주파수 를 목표 대역에 맞게 조정할 수 있다. 그림 1(c)는 슬롯이 식각된 사각 패치의 전면도를 나타내며, 급전선과 사각패 치 사이의 커플링을 통해 급전된다. 사각패치는 반 파장 공진이 발생하도록 길이(PL)와 폭(Pw)을 조정하여 안테나 의 주파수 응답을 변화시킴으로써 동작주파수를 목표대 역에 맞게 조정할 수 있다[18]. 또한, 추가공진을 발생시키 기 위해 사각패치 위에 U자형 슬롯을 식각하였으며, 슬 롯의 길이를 조정하여 슬롯 주변에 공진이 일어나는 전 류를 조정할 수 있다. 이를 통해 패치의 설계변수에 따른 주파수응답을 고려하여 전체 슬롯 길이(2․SL1+SL2)를 조 정하여 설계하였으며[19]～[25], 목표대역에 맞게 최적화 하 였다. 또한, 넓은 동작 주파수범위에서 급전선과 사각패 치 사이에 임피던스 정합을 향상시키기 위해 사각패치를 회전하였으며[23],[24] 이를 통해 10 dB 반사손실 대역폭의 증가효과를 얻었다.
Ⅲ. 시뮬레이션 및 제작 결과
제안된 안테나의 설계와 시뮬레이션은 FEM(Finite Ele- ment Method) 기반 상용 소프트웨어인 ANSYS사의 HFSS v.15.00을 사용하였다[26].
그림 2에서 캐비티 형상 변화에 따른 주파수 응답의 변 화를 확인할 수 있다. 그림 2(a)는 Wc=53 mm, Hc=8.5 mm 일 때 Lc의 변화에 따른 반사손실 특성을 나타낸다. Lc를 조정함으로써 목표 대역에 맞게 조정이 가능하며, Lc가 증가할수록 공진주파수가 감소하는 것을 확인할 수 있다.
또한, Wc가 증가할수록 공진주파수가 감소하는 것을 그 림 2(b)를 통해서 확인할 수 있다. 이 때 Lc와 Hc의 값은 19 mm, 8.5 mm이다. 그림 2(c)는 Wc=53 mm, Lc=19 mm이 며 Hc의 변화에 따른 반사손실 특성을 보여준다. 주파수 응답은 거의 변함이 없으며, 정합 특성이 개선되는 것을 확인할 수 있다. 그림 2(d)는 Wc=53 mm, Lc=19 mm, Hc= 8.5 mm의 설계변수를 가지며, La의 변화에 따른 반사손실
(a) Lc변화 (b) Wc변화
(a) Variation in Lc (b) Variation in Wc
(c) Hc변화 (d) La 변화 (c) Variation in Hc (d) Variation in La
그림 2. 캐비티 형상의 변화에 따른 반사손실 특성
Fig. 2. Simulated return loss characteristics for cavity shape variation.
을 그래프로 나타낸 것이다. La의 변화에 따라 10 dB 반 사손실 대역폭이 증가될 수 있음을 보여준다. La=0 mm일 때 직선구조이며, 10 dB 반사손실 대역폭은 1,750 MHz (2.78～4.53 GHz)이고, 중심주파수 3.66 GHz에서 비 대역 폭 48.5 %를 갖는다. 나머지 La 설계변수는 사인파 구조 이며, La=2 mm일 때 10 dB 반사손실 대역폭은 1,450 MHz(3.65～5.1 GHz)이며, 중심주파수 4.375 GHz에서 비 대역폭 33.1 %를 갖는다. La=4 mm일 때 10 dB 반사손실 대역폭은 2,850 MHz(4.65～7.5 GHz)이며, 중심주파수 6.075 GHz에서 비 대역폭 46.9 %를 갖는다. La=3 mm일 때 최적화된 길이이며, 10 dB 반사손실 대역폭은 3,170 MHz(4.21～7.38 GHz)이며, 중심주파수 5.8 GHz에서 비 대역폭 54 %을 나타내며, 대역폭 증가 효과를 얻었다.
그림 3(a), (b)는 각각 기본모드(4.89 GHz)와 고차모드 (6.39 GHz)에서 제안된 안테나의 캐비티 단면에서의 전계 분포를 나타낸다. 그림 (a)에서 알 수 있듯이, 제안된 캐비 티의 기본 동작모드에서는 Lc와 Wc을 따라 각각 반 파장 길이의 정재파가 형성됨을 확인할 수 있다. 반면, 고차모 드에서는 캐비티 단면에서의 전계분포가 Lc방향으로 한
(a) 기본 모드(4.89 GHz)에서 전계분포 시뮬레이션 결과 (a) Siumulated E-field distribution at dominant mode(4.89 GHz)
(b) 고차 모드(6.39 GHz)에서 전계분포 시뮬레이션 결과 (b) Simulated E-field distribution at high-order mode(6.39 GHz)
그림 3. 두 개의 동작 모드에서 전계 분포 시뮬레이션
결과
Fig. 3. Simulated electric field distributions at two operating modes.
파장 길이의 정재파가 형성되고, Wc방향으로 반 파장 길 이의 정재파가 형성됨을 확인할 수 있었다. 이는 제안된 안테나의 캐비티가 각각의 공진 주파수에서 다른 모드로 동작함을 보여준다.
그림 4는 캐비티 위에 사각패치가 적층되었을 때 크기 변화에 따른 임피던스와 반사손실 특성을 나타낸다.
Pw=12 mm로 고정되어 있고, PL이 늘어날수록 사각패치
의 공진주파수가 저주파수로 이동하는 것을 그림 4(a)와 (c)를 통하여 알 수 있다. 그림 4(b)와 (d)는 PL=33 mm로 고정되어 있고, Pw의 변화에 따른 임피던스와 반사손실 특성을 나타낸다. Pw=12 mm일 때 리액턴스 변화가 작아 넓은 주파수 응답에서 정합이 되는 것을 확인할 수 있다.
그림 5는 슬롯 길이 변화에 따른 반사손실과 임피던스 특성을 나타낸다. 그림 5(a), (c)는 SL2=10 mm로 고정되어 있고, SL1의 변화에 따른 반사손실과 임피던스 특성을 나 타낸다. 그림 5(b), (d)는 SL1=5 mm로 고정되어 있고, SL2의
(a) (b)
(c) (d)
그림 4. 사각패치 크기 변화에 따른 반사손실과 임피던스
특성. (a) PL값에 따른 임피던스 변화, (b) Pw값에 따른 임피던스 변화, (c) PL값에 따른 반사손실 변화, (d) Pw값에 따른 반사손실 변화
Fig. 4. Simulated impedance characteristics and return loss for patch size variation. (a) impedance variation for different PL value, (b) impedance variation for di- fferent Pw value, (c) return loss variation for di- fferent PL value, (d) return loss variation for di- fferent Pw value.
변화에 따른 반사손실과 임피던스 특성을 나타낸다. 그림 5(a), (b)는 슬롯의 길이를 증가시 안테나의 임피던스를 보여준다. 슬롯 길이의 증가는 슬롯 주위에 공진이 일어 나는 전류가 길어져 공진주파수는 하향 이동하고, 동작 주파수 영역에서 임피던스 실수부가 50 Ω에 정합되고, 임피던스 허수부가 0에 가까워지며, 공진이 일어나는 것 을 확인할 수 있다. 그림 5(c)와 (d)를 통해 SL1과 SL2가 짧 아질수록 주파수는 고주파수로 이동하는 특성을 확인할 수 있다. 따라서 슬롯의 전체 길이가 증가할수록 공진주 파수는 저주파수로 이동하는 특성을 보이며, 슬롯에 의한 공진을 상위대역에 위치시켜 10 dB 반사손실 대역폭의 증가 효과를 얻었다.
그림 6은 회전각도(θ)에 따른 반사손실을 나타낸 그래 프이다. 이 때, 회전 각도를 제외한 나머지 설계변수는 표 1
(a) (b)
(c) (d)
그림 5. 슬롯 길이의 변화에 따른 임피던스와 반사손실
특성. (a) SL1 값에 따른 임피던스 변화 (b) SL2
값에 따른 임피던스 변화 (c) SL1 값에 따른 반 사손실 변화 (d) SL2 값에 따른 반사손실 변화 Fig. 5. Simulated impedance characteristics and return
loss for slot length variation. (a) impedance va- riation for different SL1 value, (b) impedance variation for different SL2 value, (c) return loss variation for different SL1 value, (d) return loss variation for different SL2 value.
그림 6. 회전각도(θ)에 따른 제안된 안테나의 반사손실
특성(θ: 그림 1(c)에 정의된 패치의 회전각도) Fig. 6. Simulated return loss characteristics of the proposed
antenna for rotated angle(θ: rotated angle defined in Fig. 1(c)).
의 최적 설계변수 값을 따른다. θ를 조정함에 따라 대역 폭이 증가함을 확인하였다. θ=0°일 때 10 dB 반사손실 대역폭은 2,030 MHz(4.92～6.95 GHz)이며, 중심주파수 5.94 GHz에서 비 대역폭 약 34.2 %을 갖지만, θ=30°일 때 10 dB 반사손실 대역폭은 5,255 MHz(3.02～7.43 GHz) 이며, 중심주파수 5.23 GHz에서 약 84.8 %의 넓은 비 대 역폭을 얻을 수 있었다.
그림 7은 패치의 회전에 따른 복사특성의 변화를 나타 낸다. 그림 7(a)와 (c)는 xz평면의 복사패턴을 나타내고, (b)와 (d)는 yz평면의 복사패턴을 나타낸다. 그림 7(a)와 (b)는 θ=0°일 때 복사패턴을 나타내며, 최대 지향방향인 z축에서 co-polarization과 cross-polarization의 값이 40 dB 이상 차이가 나는 것을 확인할 수 있다. θ=30°일 때는 두 개의 편파의 값이 유사함을 그림 7(c)와 (d)를 통해 확인 할 수 있다. 따라서 패치의 회전에 따라 cross-polarization 의 값이 증가하여 교차편파식별도(XPD: cross polariza- tion discrimination)값이 낮은 안테나임을 알 수 있다. 교차
(a) xz 평면의 방사패턴(θ=0°) (a) Radiation pattern at xz plane
(θ=0°)
(b) yz 평면의 방사패턴(θ=0°) (b) Radiation pattern at yz plane
(θ=0°)
(c) xz 평면의 방사패턴(θ=30°) (c) Radiation pattern at xz plane
(θ=30°)
(d) yz 평면의 방사패턴(θ=30°) (d) Radiation pattern at yz plane
(θ=30°) 그림 7. 패치의 회전에 따른 복사 특성변화
Fig. 7. Radiation pattern characteristics changes for rotated patch.
편파식별도 값이 낮은 안테나는 편파가 수시로 변하는 이동무선 통신환경에서 편파 다이버시티 수신법을 사용 하였을 때 효율적인 수신이 가능하다[27]～[29]. 따라서 본 제안된 안테나는 편파 다이버시티의 효과를 개선하고, 수 신 성능을 향상시키는 데에 활용될 수 있다.
위와 같은 파라미터 분석을 각각 수행한 결과, 최적화 된 안테나의 설계변수의 값들이 표 1과 같이 도출되었다.
그림 7은 표 1과 같이 최적화 된 설계변수를 바탕으로 제 작된 안테나 시제품 사진이다. 캐비티 구조를 포함하는 도체 위로 두 개의 유전체를 적층하였다. 첫 번째 유전체 는 FR4기판(1 mm)에 제작되었으며 윗면에는 마이크로스 트립 급전선이 위치한다. 두 번째 유전체는 FR4 기판(3 mm)에 제작되었으며, 윗면에는 슬롯이 식각된 사각 패치 가 인쇄되어 있다.
그림 8은 모의실험 결과와 제작된 안테나의 반사손실
표 1. 제안된 안테나의 최적화된 설계변수
Table 1. Optimized design parameter.
설계변수 Lc Wc La
값(mm) 19 53 3
설계변수 Hc PL Pw
값(mm) 8.5 33 12
설계변수 SL1 SL2 θ
값(mm) 5 10 30°
(a) 윗면 (a) Top view
(b) 전면 (b) Front view
(c) 측면 (c) Side view
(d) 캐비티 구조
(d) Geometry of the cavity 그림 8. 제작된 안테나 사진
Fig. 8. Photographs of fabricated antenna.
그림 9. 측정된 반사손실 특성
Fig. 9. Measured return loss characteristics.
(a) 3.16 GHz (b) 3.76 GHz
(c) 5.48 GHz (d) 6.59 GHz
(e) 7.21 GHz 그림 10. 모의실험 및 측정된 방사패턴
Fig. 10. Radiation patterns of simulated antenna and ropo- sed antenna.
측정값을 나타낸다. 측정된 안테나의 반사손실은 시뮬레 이션 결과와 유사한 값을 가지며, 10 dB 반사손실 대역폭 은 5,030 MHz(3.02～8.05 GHz)이며, 중심주파수 5.05 GHz
그림 11. 측정된 이득 및 효율 Fig. 11. Measured gain and efficiency.
에서 비 대역폭 90.9 %을 가진다.
그림 9는 실제 제작된 제안된 안테나의 측정한 안테나 의 방사특성을 나타낸다. 모의실험 및 측정을 통해 얻은 이득 값을 xz, yz 면으로 각각 나누어서 비교하였다. 방사 패턴은 +z방향으로 지향성을 나타내고 있으며, 최대이득 은 6.59 GHz에서 7.38 dBi이며, 최소이득은 7.21 GHz에서 2.41 dBi이다. 또한, 평균 전후방비(front to back ratio)는 15.05 dB의 값을 갖는다.
그림 11은 3차원 안테나 측정시스템을 이용하여 무반 향 챔버에서 측정된 안테나의 이득과 효율이다. 측정된 최대이득은 7.38 dBi이며 최소이득은 2.41 dBi이다. 또한, 최대효율은 84.8 %, 최소효율은 68.2 %를 가지며 평균 77.6 %로 대체적으로 높은 값을 갖는 것을 확인할 수 있다.
Ⅳ. 결 론
본 논문에서는 신호 정보 수집용 광대역 캐비티 백 안 테나를 제안하였다. 제안된 안테나는 캐비티 구조 위에 두 개의 유전체를 적층하여 제작하였고, 첫 번째 유전체 에는 급전선이 위치하고 있으며, 두 번째 유전체에는 슬 롯이 식각된 패치가 있다. 한정된 크기에서 캐비티 너비 면을 직선구조가 아닌 사인파 구조를 이용하여 광대역 특성을 구현하였다. 그리고 회전된 패치와 슬롯을 이용하 여서 각각 하위대역과 상위대역에서 추가 공진을 확보해 넓은 대역폭을 구현하였다. 설계 및 제작된 안테나는 기
존에 연구되었던 비 대역폭 40 %에서 90.9 %으로 약 50
%의 비 대역폭을 증가시켰다. 안테나의 측정된 10 dB 반 사손실 대역폭은 5,010 MHz(3.02～8.05 GHz)이며, 평균이 득은 3.52 dBi, 평균 전 후 방비는 15.05 dB를 가진다. 따 라서 본 논문에서 제안한 윗면에 슬롯이 식각된 패치가 적용된 캐비티 안테나는 ELINT 시스템의 신호와 정보 수 집에 높은 범용성을 제공하며, 무인기에 매립이 되었을 때, 공기 역학적인 특성과 유효 레이다 단면적의 성능을 개선시킬 수 있을 것으로 사료된다.
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[23] K. M. Luk, K. F. Lee, and W. L. Tam, "Circular U-slot patch with dielectric superstrate", Electronics Letters, vol. 33, pp. 1001-1002, Jun. 1997.
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[25] Jen-Yea Jan, Jia-Wei Su, "Bandwidth enhancement of a printed wide-slot antenna with a rotated slot", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 53, no.
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[27] J. J. A. Lempianen, J. K. Laiho-Steffens, "Experimental results of cross polarization discrimination and signal
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[29] A. M. D. Turkmani, A. A. Arowojolu, P. A. Jefford, and C. J. Kellett, "An experimental evaluation of the perfor- mance of two-branch space and polarization diversity schemes at 1,800 MHz", IEEE Trans. Veh. Tech., vol.
44, no. 2, pp. 318-326, 1995.
정 구 호
2016년 2월: 광운대학교 전자통신공학과 (공학사)
2016년 3월～현재: 한양대학교 전자컴퓨 터통신공학과 석사과정
[주 관심분야] 안테나 설계, WBAN 시스 템
이 성 규
2013년 2월: 한양대학교 전자통신컴퓨터 공학부 (공학사)
2013년 2월～현재: 한양대학교 전자컴퓨 터통신공학과 박사과정
[주 관심분야] 안테나 설계, WBAN 시스 템, EMC
최 재 훈
1980년: 한양대학교 전자공학과 (공학사) 1986년: 미국 Ohio State University 전기공
학과 (공학석사)
1989년: 미국 Ohio State University 전기공 학과 (공학박사)
1989년～1991년: 미국 Arizona State Uni- versity 연구교수
1991년～1995년: 한국통신위성사업단 연구팀장 1995년～현재: 한양대학교 융합전자공학부 교수
[주 관심분야] 이동통신 / 의료용 안테나 설계, 무선전력전송, WBAN 시스템, EMC
