http://dx.doi.org/ 10.5515/KJKIEES.2013.24.1.36 ISSN 1226-3133 (Print)
휴대형 NLJD용 광대역 스파이럴 안테나의 설계
Design of Broadband Spiral Antenna for a Portable Non-Linear
Junction Detector System
김 정 원․민 경 식 Jeong-Won Kim․Kyeong-Sik Min
요 약
본 논문은 휴대형 비선형 소자 탐지기용 광대역 스파이럴 안테나의 설계를 제안한 것이다. 광대역 안테나의 설계를 위해 방사면 위의 스파이럴 턴 수를 최적화하는 반복 계산이 고려되었다. 원형 편파 설계를 위해 접지면
과 방사면 사이의 동일 전류 분포를 유지하기 위해 Archimedean 스파이럴 슬릿을 가진 접지면이 고려되었다.
또한, 고 이득과 고 지향성을 실현하기 위해 캐비티 벽과 금속 캡을 접지면 뒤에 고려하였다. 반사 손실의 측정 결과는 관심 대역인 2.4～2.44 GHz, 4.84～4.92 GHz, 7.28～7.36 GHz에서 VSWR 2:1과 잘 일치하였다. 측정된 축비 값은 3 dB 이하로 관측되었고, 모의 실험 결과와도 잘 일치하였다. 관심 대역에서 6.8 dBi 이상의 측정된 이득을 가지는 우수 원형 편파 특성이 관측되었다.
Abstract
This paper proposes the design of broadband spiral antenna for a potable non-linear junction detector (NLJD) system.
To realize the broadband antenna design, it was considered optimization of the number of spiral turns by iteration cal- culation. Ground plane with the Archimedean spiral slit to keep the same current distribution between radiating plane and ground is considered for circular polarization design. In order to realize high directivity and high gain of the pro- posed antenna, the cavity wall and the metal cap which is located on back of ground plane were also considered in design. Measurement results of return loss were agreed well with VSWR 2:1 at interested frequency band among 2.4 to 2.44 GHz, 4.84 to 4.92 GHz and 7.28 to 7.36 GHz. Measured axial ratio was observed 3 dB below and showed reasonable agreement with simulation results. Characteristics of the RHCP(Right Hand Circular Polarization) with the measured gain of 6.8 dBi above at interested frequency band were also observed.
Key words : Spiral Antenna, Circular Polarization, Non-Linear Junction Detector(NLJD), Archimedean Spiral Slit, Metal Cap, Cavity Wall
「본 연구는 한국해양대학교의 재원으로 교내연구비의 지원을 받아 수행된2012년도 대외경쟁력 강화를 위한 연구강화지원사업과
교육과학기술부의Post-BK21사업, 지식경제부의 산업융합원천기술개발사업(주관기관:(주)엘트로닉스)의 지원으로부터 이루어졌음.」
한국해양대학교 전파공학과(Department of Radio Communication Engineering, Korea Maritime University)
․Manuscript received November 8, 2012 ; Revised November 10, 2012 ; Accepted January 14, 2013. (ID No. 20121108-124)
․Corresponding Author : Kyeong-Sik Min (e-mail : [email protected])
Ⅰ. 서 론
최근ICT 산업의 급속한 발전과 함께 불순 목적의
불법 은닉 소자를 이용한 군사 및 주요 핵심 산업 기 술의 유출로 심각한 사회문제가 이슈화되고 있다[1]. 이런 위협에 대처하기 위해 국외에서는 유출 방지를
위한 탐지기의 개발이 연구되어 왔다[2]. 이러한 외국 의 탐지기들은 송신 대역을 900 MHz를 사용한다.
그 이유는 송신 대역을ISM 대역으로 사용하기 때 문이며, 일례로 미국은 900 MHz 대역의 탐지기를 개발하고 있다. 한편, 국내에서도 수출용 제품을 타 겟으로 NLJD(Non Linear Junction Detector)용 900 MHz 대역 안테나가 연구되어졌다[3]. 또한, 국내에서 탐지기를 개발하여 사용하기 위해서는 국내의ISM Band인 2.4 GHz 대역을 활용한 안테나의 개발이 필 요하다. 비선형 소자 탐지기는 은닉 소자를 탐지하 게 되는데, 은닉소자의 재질은 순수 반도체나 금속 접합 반도체로 이루어져 있다. 이 두 가지 재질은 상 이한 전류 전압 특성을 보이며, 이 특성을 이용하여 탐지한다[3]. 그리고 초소형 은닉 장비를 탐지하기 위 한 해결 방안의 하나로, 고주파수 대역을 사용하여 매우 짧은 파장을 이용한 탐지 기술을 고려할 수 있 다. 또한, 원형 편파 특성을 이용하여 탐지된 소자로 부터의 반사와 결합에 의한 편파의 손실을 최소화할 수 있기 때문에 선형 편파보다는 원형 편파를 사용 함으로써 은닉 소자를 더욱 쉽게 탐지할 수 있다.
참고문헌[3]의 NLJD용 안테나는 표 1과 같이 송 신주파수를900 MHz 대역으로 하고 있으나, 본 논 문에서는 국내의ISM 대역인 2.4 GHz 대역으로 사 용함으로써 고주파수 대역의 정밀 설계를 행하였다.
참고문헌 [3]의 송신 주파수 대역의 파장에 비례하 여 안테나의 크기도 작아졌지만, 그라운드면 위의 Archimedean 스파이럴 슬릿을 도입함으로써, 참고문 헌[3]의 그라운드면 위의 대칭 슬릿 구조 대신 편
표 1. 참고문헌 [3]과 제안된 안테나의 성능 비교 Table 1. Comparison of the reference [3] and propo-
sed antenna specification.
참고문헌 [3] 안테나 제안된 안테나
안테나 크기 150 mm 80 mm
이득 6 dBi 이하 7 dBi 이상
축비 약 3 dB 2.5 dB 이하
송신 주파수
대역 900 MHz 2.4～2.48 GHz
수신 주파수
대역 (2nd) 1.8 GHz 4.84～4.92 GHz 수신 주파수
대역 (3rd) 2.7 GHz 7.28～7.36 GHz
파면을 고려한 비대칭적 구조의 스파이럴 슬릿을 설 계함으로써 높은 이득과 안정된 축비를 얻었으며, 참고문헌[3]과 비교하여 소형이면서도 매우 향상된 이득과 축비를 구현할 수 있었다. 2장에서는 스파이 럴 안테나의 이론적 구조와 최적 설계를 위한 파라 미터 모의 실험 결과를 제시하였고, 3장에서는 파라 미터 모의 실험의 결과로부터 얻은 제원을 바탕으로 안테나를 제작하여 반사 손실과 방사 패턴, 축비 그 리고 이득을 측정하여 제안된 안테나의 성능을 검증 하였다. 4장에서는 지금까지의 결과를 토대로 결론 을 기술하였다.
Ⅱ. 안테나 설계
본 논문에서는 이종 접합 반도체와 순수 반도체 를 동시에 탐지할 수 있는 휴대형 원형 편파 스파이 럴 안테나를 설계하였다. 비선형 소자 탐지기의 수 신 주파수는 송신 주파수의 체배 주파수에서 나타나 는 특성에 맞추어 주기적 공진 특성을 가지는 마이 크로스트립 패치 안테나를 설계에 고려하였다. 일반 적으로 반도체는 실리콘이나 GsAs 기판을 사용하 고, 이종 접합 반도체는 반도체와 주변에 금속으로 접합된 물질이다. 이런 반도체나 금속을 가진 이종 접합 반도체류로부터 반사되어 오는 주파수의 특성 은 서로 다른 체배 주파수에서 나타난다[3]. 이것을 이용하여 안테나는 송신 주파수인2.4～2.48 GHz와, 수신 주파수 대역인 4.84～4.92 GHz와 7.28～7.36 GHz을 동시에 만족하는 다중 공진 안테나 설계가 필요하다. 위에서 언급한 송수신 주파수들과 그 대 역들은NLJD시스템에서 요구되어지는 규격이다. 또 한, 수신 주파수 대역은 편의상 제 2차 고조파 대역 (4.84～4.92 GHz)과 제 3차 고조파 대역(7.28～7.36 GHz)으로 구분하여 기술하기로 하겠다. 설계 안테 나의 유전체 기판은 비유전율2.1+j0.001의 Teflon을 택하였고, 높이는 0.6 mm이다. 안테나의 시뮬레이션 은 상용 툴인 HFSS를 사용하였다.
그림1은 Single-arm 스파이럴 안테나의 구조를 나 타낸다. 방사면의 Single-arm 스파이럴 선로의 폭은 1 mm를 가지고, 선로의 간격은 4.5 mm이고, 급전되 는 동축 선의 중심 도체는 방사면의 스파이럴에 연결 되고, 동축 선의 외부 도체는 안테나의 뒷면 인 그라
(a) 방사면 (b) 그라운드면 (a) Radiation plane (b) Ground plane 그림 1. Single-arm 스파이럴 안테나의 구조 Fig. 1. Structure of single-arm spiral antenna.
운드에 연결된다. 하지만 위와 같은 구조에서는 축 비 특성이 좋지 않아 그라운드면에Archimedean 스 파이럴 슬릿을 도입하였다[3].
그림 2(a)의 반사 손실 특성을 보면 반사 손실이 개선된 것을 볼 수 있다. 그리고 그림 2(b)의 축비 특 성은 θ=0°,
=0° 지점의 축비 값을 나타낸 것이다.그림 2로부터 알 수 있는 것처럼 그라운드면에 Ar- chimedean 스파이럴 슬릿이 없으면 관심 대역에서 공진이 발생하지 않아 반사 손실의 특성이 나빠지 고, 방사면이 스파이럴 구조를 가진다고 하더라도, 그라운드의 영향으로 원형 편파의 특성을 얻을 수가 없다. 따라서 양호한 반사 손실과 원형 편파의 특성 을 구현하기 위해서는 그라운드면에Archimedean 스 파이럴 슬릿을 도입하여 전류와 위상이 방사면과 동 일한 방향으로 흐르도록 설계를 하였다. 그라운드면 에Archimedean 스파이럴 슬릿을 도입함으로써 그림 2(b)와 같이 관심 대역에서 축비 값이 5 dB 이하로 계산되어졌다[4],[5]. 하지만 아직은 반사 손실 특성이 VSWR 2:1기준을 만족하지 못하고 있고, 원형 편파 가 방사되지 않는 것을 알 수 있다.
그림3은 반사 손실 특성을 개선하기 위해서 매칭 소자를 안테나의 중심에 삽입한 구조를 나타낸다.
①번 그림은 방사면의 스파이럴 종단에 매칭 소자가 없을 경우를 나타낸 것이고, ②번 그림은 매칭 소자 를 추가하였을 경우이다. 방사면을 보면 스파이럴 선로가 바깥쪽에서 급전이 이루어져서 안쪽으로 전 류가 흐르게 된다. 하지만 안테나의 중심부에서 전 류가 전반사한다. 이를 해결하기 위해 스파이럴 선 로 끝단에 매칭 소자를 삽입하였다.
(a) 모의 실험된 반사 손실 (a) Simulated return loss
(b) 모의 실험된 축비 (b) Simulated axial ratio
그림 2 . Archimedean 슬릿에 의한 모의 실험 결과 Fig. 2. Simulated result by Archimedean slit.
그림 3. Single-arm 스파이럴 안테나의 구조 Fig. 3. Structure of single-arm spiral antenna.
그림4는 안테나 중심부에 매칭 소자의 유․무에 따른 반사 손실 특성을 나타낸다. 매칭 소자가 안테
그림 4. 매칭 소자 유․무에 의한 모의 실험 결과 Fig. 4. Simulated result of antenna with and without
matching element.
나의 중심부에 추가됨으로써 반사 손실 특성 레벨이 개선된 것을 볼 수 있다. 하지만 관심 대역에서 VS- WR 2:1 기준을 여전히 만족하지 못하고 있다 또한 다중 공진으로 인한 반사 손실의 열화가 발생하는 데, 이를 개선하기 위해 방사면 위의 스파이럴 선로 의 턴 수를 조절하였다.
그림 5(a)는 방사면 위의 스파이럴 턴 수 변화에 따른 반사 손실 그래프를 나타낸 그림이다. 스파이 럴 안테나는 주파수에 따른 안테나의 길이 변화를 주회 각도로 표현할 수 있기 때문에 안테나의 물리 적인 크기 변화를 회전 각도의 변화로 대치할 수 있 다[5]. 그리고 일반적인 스파이럴 안테나는 중앙에서 급전이 이루어져 가장자리로 전류가 흐르도록 임피 던스 제어 설계를 한다. 하지만 제안된 안테나는 금 속 캡과 캐비티 벽 효과를 극대화하기 위해 가장자 리에서 급전이 이루어지며, 안테나의 중심으로 전류 가 흐르도록 임피던스 제어 설계를 하여 그림4처럼 방사면에서 전류가 전반사되는 것을 매칭 소자를 통 하여 반사 손실 특성을 개선하였다.
본 연구에서는 관심 대역에서의 우수한 반사 손 실의 특성이 필요하므로 스파이럴 턴 수에 대한 파 라미터 시뮬레이션을 통하여 그림5로부터 1.25-turn 으로 정하였다.
그림 5(b)는 스파이럴 턴 수에 따른 축비 특성을 나타낸 것이다. 축비는 θ=0°,
=0°에서 얻은 값을 나타내었다. 그림 5(b)로부터 알 수 있는 것처럼 스 파이럴 턴 수가 1.25-turn일 때, 관심 대역에서의 축(a) 모의 실험에 의한 반사 손실 (a) Simulated return loss
(b) 모의 실험에 의한 축비 (b) Simulated axial ratio
그림 5. 스파이럴 턴 수 변화에 따른 모의 실험 결과 Fig. 5. Simulation results by variation of spiral turns.
비 특성이 우수한 것으로 나타났다.
표2는 방사면 위의 스파이럴 턴 수에 의한 안테 나의 특성을 비교한 것으로, 4-turn을 비교 데이터로 이용한 이유는 참고문헌 [3]과의 비교를 위하여 이 논문에서 고려하였다. 또한 방사면의 스파이럴 턴 수가4-turn보다 1.25-turn일 때 축비 특성이 좋은 이 유는 안테나 방사면 위의 스파이럴에 흐르는 전류에 의한 편파와 그라운드면 위의 스파이럴에 흐르는 전 류로부터 방사되는 전파의 편파는 서로 상반되는 편 파를 가진다.
일반적으로 방사면 위의 스파이럴 길이가 공진주 파수에 영향을 주므로 이 길이의 조정으로 반사 손 실 특성을 설계하였다. 하지만 그라운드면 위의 스 파이럴에 강한 전류가 흐르도록 설계하면 방사면 위
표 2 . 스파이럴 턴 수에 의한 모의 실험 결과 Table 2 . Simulation result by variation of spiral turns.
2.44 GHz 4.88 GHz 7.32 GHz
0.5-turn (Simulated)
반사
손실 —6.8 dB —10.7 dB —15.4 dB 축비 5.3 dB 1.75 dB 7.8 dB 이득 4.54 dBi 6.57 dBi 6.6 dBi
1.25-turn (Simulated)
반사
손실 —32.7 dB —12.9 dB —14.4 dB 축비 0.96 dB 2.73 dB 1.13 dB 이득 4.68 dBi 6.83 dBi 7.17 dBi
4-turn (Simulated)
반사
손실 —7.5 dB —9.9 dB —8.5 dB 축비 6.6 dB 2.02 dB 5.1 dB 이득 3.91 dBi 6.52 dBi 6.4 dBi
의 스파이럴에 흐르는 전류의 세기는 강하게 나타나 지만, 편파 특성이 그라운드면 위의 스파이럴과 상 반되는 특성을 가진다. 따라서 방사면 위의 스파이 럴의 턴 수를 최적 설계함으로써 표 2와같이 1.25- turn일 때 양호한 축비와 이득을 얻을 수 있다. 2.44 GHz의 경우, 방사면 위의 스파이럴의 턴 수가 0.5- turn이나 4-turn보다 1.25-turn일 때, 그라운드면 위의 스파이럴에 흐르는 전류의 방향에 영향을 덜 주게 되어 축비와 이득이 개선된다. 이는 편파와 이득이 방사면의 스파이럴보다 그라운드에 더 큰 영향을 받 는 것으로 사료된다. 하지만 방사면 위의 스파이럴 의 턴 수가 무조건 작다고 좋은 것은 아니다. 표 2에 서 보는 바와 같이 스파이럴의 턴 수가0.5-turn일 경 우, 축비 특성은 제 2고조파에서는 3 dB 이하로 양호 하나, 송신 대역과 제 3고조파의 축비 값이 5 dB 이 상의 값이 얻어졌다. 모의실험에 의해 구해진 이득 의 경우를 살펴보면, 0.5-turn과 4-turn에서 계산된 관심 대역에서의 이득을 1.25-turn의 경우와 비교해 보면, 1.25 turn의 이득이 가장 양호한 것을 알 수 있 다. 이는 위에서 설명한 것과 같이, 방사면 위의 스 파이럴 턴 수를 조절하여 편파의 축비와 이득이 최 대가 되도록 설계하였다. 그 결과, 1.25-turn의 경우, 방사면의 최대 지향 이득이 송신 대역에서는 4.68 dBi, 수신 대역인 제 2고조파와 제 3고조파에서는 각각 6.83 dBi, 7.17 dBi가 모의 실험에 의해 얻어 졌다.
(a) 0.5 턴 (b) 1.25 턴 (a) 0.5-turn (b) 1.25-turn
(c) 4 턴 (c) 4-turn
그림 6. 2.44 GHz에서의 스파이럴 턴 수 변화에 따른 모의 실험된 교차 편파 식별도
Fig. 6. Simulated XPD by variation of spiral turns at 2.44 GHz.
그림 6은 방사면의 스파이럴 턴 수 변화에 따른 2.44 GHz에서의 XPD(Cross polarization discrimina- tion)를 비교한 것이다. 방사면의 스파이럴이 0.5-turn 과4-turn일 경우, RHCP와 LHCP의 XPD 값이 약 8 dB의 차이가 나는 것을 볼 수 있다. 이 문제를 해결 하기 위해 방사면의 스파이럴 길이를 조절하였을 때 1.25-turn 일 경우 XPD 값이 15 dB 이상 차이가 나는 것을 볼 수 있다. 즉, 방사면의 스파이럴 턴 수가 1.25 turn일 때, LHCP 성분이 줄어들어 최대의 RHCP 방사가 되어 양호한 축비가 얻어지는 것을 확인할 수 있었다.
그림 7(c)의 금속 캡 구조를 안테나에 추가한 이 유는 탐지하고자 하는 비선형 반도체 소자가 소형이 므로 고이득과 예리한 지향성을 필요하기 때문이다.
금속 캡을 지지하는cavity wall은 FR4-epoxy 기판을 사용하였으며, 두께는 0.2 mm이다. 비유전율은 4.4+
j0.02이다. 그리고 cavity wall의 안쪽 면에는 금속 도 금이 되어 있다. 또한, cavity wall과 metal cap을 합친 것을 금속 캡으로 기술하기로 하겠다. 금속 캡을 추 가함으로써 후방으로 방사되는 전파를 방사면 방향
(a) 방사면 (b) 그라운드면 (c) 금속 캡 (a) Radiation plane (b) Ground plane (c) Metal cap 그림 7. 지향성을 가지는 고이득 안테나의 구조 Fig. 7. The structure of high gain antenna with direc-
tivity.
으로 모아주므로 고 이득과 지향성을 필요로 하는 안테나에는 아주 유용한 구조로 사료된다[6],[7].
그림8(a)는 금속 캡의 높이 변화에 따른 반사 손
(a) 모의 실험된 반사 손실 (b) 모의 실험된 축비
(a) Simulated return loss (b) Simulated axial ratio
(c) 금속 캡이 없을 때 이득 패턴 (d) 금속 캡이 있을 때 이득 패턴
(c) Simulated gain pattern without metal cap (d) Simulated gain pattern with metal cap 그림 8 . 금속 캡 유·무의 모의 실험 결과
Fig. 8. Simulated result of antenna with and without metal cap.
실 특성이다. 금속 캡의 높이 H는 2.44 GHz의
4 인 약30 mm, 4.88 GHz의
4인 약 15 mm와 7.32 GHz의
4인 10 mm에서 시뮬레이션 하였다. 금속 캡의 높이가 변화함에 따라 송신 대역의 반사 손실 특성 레벨의 변화가 있었다.그림8(b)는 금속 캡의 높이 변화에 따른 축비 특 성이다. 금속 캡의 높이가 변하면 송신주파수 대역 에서는 축비 값이 3 dB 이상이었다. 하지만 제 2차 고조파와 제3차 고조파의 축비는 금속 캡의 높이에 영향을 받는 것을 볼 수 있다.
그림8(c)와 (d)는 금속 캡이 없을 때와 있을 때 이 득 패턴을 나타낸 것이다. 금속 캡의 추가로 인하여 관심 대역에서 이득이 약2 dBi 이상씩 증가한 것을 볼 수 있다. 그리고 금속 캡을 추가함으로써 z축 방
(a) 금속 캡이 없을 때 (b) 금속 캡이 있을 때 (a) Without metal cap (b) With metal cap
(c) 최적화된 안테나
(c) Optimized antenna
그림 9. 2.44 GHz에서의 금속 캡에 의한 전류 분포 비교
Fig. 9. Comparison of the surface current distribution with/without metal cap at 2.44 GHz.
향으로 지향성을 가진 것을 확인할 수 있다.
그림9는 안테나에 금속 캡이 있을 때와 없을 때 의 각 관심 대역의 중심 주파수에서 그라운드면 위 의 스파이럴의 표면 전류 밀도를 나타내었다. 그림 9(a)와 (b)를 비교해 보았을 때 금속 캡의 추가로 인 하여 그라운드면 위의 스파이럴에 전류가 강하게 흐 르는 것을 볼 수 있다. 위와 같은 현상은 안테나의 금속 캡을 추가함으로써 나타났으며, 금속 캡에 의 해 반사된 전류의 편파가 방사면으로 방사되는 전파 의 편파와 달라서 그림8(b)와 같이 송신 대역의 축 비가 나빠졌다. 즉, 그라운드 방향으로 방사되는 편 파가 금속 캡에 반사되어 그라운드면에 영향을 주게 된다. 이 반사파는 그라운드면 위의 전류 흐름에 영 향을 주어 송신 대역의 축비 저하가 일어난 것으로 사료된다. 그래서 송신 대역의 축비를 개선하기 위 하여 금속 캡이 있을 때와 없을 때 그라운드면 위의 스파이럴의 표면 전류 밀도를 비교하여 그라운드면 위의 스파이럴에 강한 전류가 흘러 편파에 영향을 주는 부분을 제거하여 해결책을 찾고자 하였다. 그 림 9(c)는 그라운드면 위의 스파이럴에 강한 전류
그림 10. 최적화된 안테나의 구조 Fig. 10. Structure of optimized antenna.
가 흘러LHCP에 영향을 주는 그라운드면 위의 도체 를 제거한 상태에서의 표면 전류 밀도이다. RHCP 방사에 영향을 주던 그라운드면 위의 도체를 제거함 으로써 이득의 증가와 축비 개선의 모의 실험된 결 과를 얻을 수 있었다.
그림10은 금속 캡에 의해서 전류의 영향을 많이 받는 그라운드면 위의 도체를 제거한 안테나이다.
그림 11(a)는 반사 손실 특성을 나타내었다. 그라운 드면 위의 도체를 부분적으로 제거하였음에도 불구 하고 반사 손실의 변화는 거의 나타나지 않았다.
그림11(b)는 금속 캡에 의해 그라운드면 위의 도 체에 강한 전류가 영향을 받는 부분을 제거하여 모 의 실험한 축비 특성이다.
금속 캡에 의한CP의 결합을 분석해 보면, 방사면 방향으로는 RHCP가 방사되고, 그라운드 방향으로 는LHCP가 방사되는 데, 금속 캡을 사용하면 그라 운드면 방향으로 방사되는LHCP가 금속 캡에 반사 되어 오면서 전류의 세기는 더 강해진 것처럼 보이 지만 실제로는 LHCP를 가진 전류이므로 RHCP 방 사에 방해를 한다.
따라서 방사면의 전류에 방해되는 그라운드면 위 의 도체에 흐르는 전류를 없애기 위해 모의 실험으 로부터 전류 분포를 확인하여 슬릿을 부분적으로 제 거함으로써 축비와 이득의 향상을 얻게 되었다. 그 림11(b)로부터 알 수 있는 것처럼, 송신 대역의 축비 값이 3 dB 이하로 향상되었으며 수신 대역인 4.88 GHz 대역과 7.32 GHz 대역에서도 3 dB 이하의 양호 한 축비 값을 얻을 수 있었다.
그림12는 그림 10의 안테나 구조로부터 모의 실 험하여 구한 이득 패턴을 나타낸 것이다. 제 2고조 파 대역의 이득 패턴을 그림8(d)의 그라운드면 위
(a) 모의 실험에 의한 반사 손실 (a) Simulated return loss
(b) 모의 실험에 의한 축비 (b) Simulated axial ratio
그림 11. 그림 8의 구조와 그라운드면 위의 도체를
부분적으로 제거한 그림 10 안테나 구조
사이의 모의 실험 결과와의 비교
Fig. 11. Comparison of the simulated results between antenna structure of Fig. 8 and of Fig. 10 wi- th partially deleted conductor on ground plane.
의 도체를 제거하지 않은 이득 패턴과 비교해 보면 방사 패턴은 변하지 않았으며, 부분적으로 슬릿을 제거한 그림12의 이득은 제 2차 고조파와 제 3차 고 조파에서1.5 dBi 이상 높아진 것을 알 수 있다. 앞에 서도 언급한 바와 같이, 이는 그라운드면 방향으로 방사되는 전파가 금속 캡에 반사되어 그라운드면에 방해 전류로 작용하여 이득이 낮아졌으나, 방해 전 류가 흐르는 슬릿을 부분적으로 제거함으로써 축비 의 개선과 이득의 증가를 실현하게 되었다.
Ⅲ. 제작 및 측정
설계한 안테나의 신뢰성과 타당성을 확인하기 위
그림 12. 그림 10의 모의 실험된 안테나 이득 패턴 Fig. 12. The simulated antenna gain pattern of Fig. 10.
그림 13. 제작된 안테나의 사진
Fig. 13. Photograph of a fabricated antenna.
해 안테나를 실제로 제작하여 측정하였다. 제작된 안테나의 반사 손실 및 대역폭 측정은 Anritsu사의 Vector Network Analyzer (VNA) 37369D를 사용하였 다. 안테나의 지향성 이득 및 방사 패턴 측정은 20 m×7 m×7 m 크기의 전파 암실에서 행하였다. 안테나 는Teflon 기판을 사용하여 패턴을 제작하였다. 그림 13은 제작된 안테나의 사진을 나타낸다.
그림 14는 시뮬레이션에 의해 모의 실험된 반사 손실과 VNA에 의해 측정된 반사 손실을 비교하였 다. 제작된 안테나의 반사 손실은 모의 실험에 의해 계산된 값과 매우 잘 일치하는 결과를 보였으며, NLJD 시스템에서 요구되어지는 대역폭도 잘 만족 하는 것을 볼 수 있었다.
그림 15는 관심 대역의 중심 주파수에서 측정한 방사 패턴을 나타내었다. 그림 12의 모의 실험 방사 패턴 결과와 유사한 패턴을 보이고 있다. 그리고 관 측된 최대 지향 이득은2.44 GHz에서는 6.84 dBi, 4.88 GHz에서는 8.96 dBi, 7.32 GHz에서는 10.85 dBi였다.
그림 14. 모의 실험과 측정값의 반사 손실 비교 Fig. 14. Comparison of the simulated and measured re-
turn loss.
그림 15. 측정된 방사 패턴 Fig. 15. Measured radiation pattern.
표3은 이득을 비교한 것이다. 금속 캡의 유․무에 따라 관심 대역에서의 이득이 약2 dBi가 증가한 것 을 볼 수 있다. 그리고 최적 설계된 안테나의 이득은 그라운드면 위의 도체를 제거하지 않은 그림8의 안 테나 이득보다 현저히 높은 것을 알 수 있다. 최적 설계된 안테나의 모의 실험된 이득과 측정된 이득은 약1 dBi 이내의 차이가 보이지만, 이것은 제작상의 오차인 것으로 사료된다.
그림16은 관심 대역에서 축비를 모의 실험한 계 산 값과 측정된 축비 값을 비교하여 나타내었다. 축 비는 θ=0°,
=0° 지점의 축비 특성 값을 나타낸 것 이다. 축비 값들은 방사 패턴 측정을 통해
를 얻어서 식 (1)에 의해서 계산되어졌다[8].표 3. 모의 실험과 측정된 이득 비교표
Table 3. Comparison of the simulated and measured gain.
2.44 GHz 4.88 GHz 7.32 GHz Without
metal cap
Simulated
gain 4.68 dBi 6.83 dBi 7.17 dBi With
metal cap
Simulated
gain 7.25 dBi 7.45 dBi 10.87 dBi
Optimized antenna
Simulated
gain 7.19 dBi 9.14 dBi 11.26 dBi Measured
gain 6.84 dBi 8.96 dBi 10.85 dBi
그림 16. 관심 대역에서의 측정된 축비 Fig. 16. Measured axial ratio of interested band.
∅
∅
(1) 그림16에 나타낸 측정한 값들은 위의 식 (1)에 의 해 구하고, 이를 20
log dB
에 의해서 계산되 어진 값을 표시한 것이다. 관심 대역의 측정된 축비 값은 모두 3 dB 이하의 값을 가졌으며, 시뮬레이션 결과 값과 비교하였을 때 잘 일치하였다.그림17은 관심 대역 내의 중심 주파수에서 측정 된XPD이다. 위 측정된 값은 식 (1)에 의해 구해진 ER, EL 값을 로그 스케일로 변환하여 얻었다. 각각의 관심 주파수에서15 dB 이상의 XPD 값을 얻었으며, 우수 원형 편파(RHCP)가 양호하게 얻어지는 것을 볼 수 있다. 송신 대역인 2.44 GHz에서 XPD 값은
그림 17 . 관심 주파수에서의 측정된 교차 편파 식별도 Fig. 17. Measured XPD at the interested frequency.
약21.2 dB(축비: 1.518 dB), 제 2고조파인 4.88 GHz 에서의XPD 값은 약 21.4 dB(축비: 1.483 dB), 제 3고 조파인7.32 GHz에서의 XPD 값은 약 17.5 dB(축비:
2.342 dB)로 측정되었다.
Ⅳ. 결 론
본 논문에서는 초소형 비선형 은닉 소자인 반도 체와 이종 접합된 반도체를 탐지하기 위해 고 이득 RHCP 스파이럴 안테나를 제안하였다. 고 이득, 고 지향성을 가지는 안테나를 설계하기 위해 안테나에 금속 캡을 추가하였으며, 금속 캡으로부터 반사되는 편파를 그라운드면에서도 방사면의 편파와 동일하 도록 설계하여 이득은 획기적으로 증가되었지만, 반 면에 축비가 매우 나빠졌다. 이 문제를 해결하기 위 하여 금속 캡의 높이를 25 mm로 고정한 채로 축비 를 개선하기 위해, 표면 전류 밀도를 근거로 축비와 편파에 영향을 주는 그라운드면 위의 스파이럴을 부 분적으로 제거함으로써 관심 대역에서3 dB 이하의 양호한 축비를 얻었다. 송신 대역인 2.44 GHz 대역 에서 측정된 이득은6.84 dBi이고, 축비는 1.518 dB 였으며, 수신 대역인 4.88 GHz 대역과 7.32 GHz 대 역에서의 측정된 이득은 각각8.96 dBi, 10.85 dBi이 고, 축비는 각각 1.483 dB, 2.342 dB로 NLJD 시스
템에서 요구되어지는 이득과 축비를 잘 만족하였다.
또한, 요구되는 모든 공진 대역에서 양호한 반사 손 실이 얻어졌으며, 모의 실험 값과 측정값이 잘 일치 하였다.
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211-216, Jun. 1996.
김 정 원
2011년 2월: 한국해양대학교 전파
공학과 (공학사)
2011년 3월～현재: 한국해양대학교 전파공학과 석사과정
[주 관심분야] NLJD용 원형 편파 안테나, LTE MIMO 안테나, Spi- ral 안테나 설계, 안테나 측정 시 스템 구축 및 운영 기술 등
민 경 식
