High Efficiency Magnetic Resonance Wireless Power Transfer System and Battery Charging Chip

논문 2015-52-6-6

자기 공진 방식의 고효율 무선 전력 전송 시스템 및 배터리 충전 칩

( High Efficiency Magnetic Resonance Wireless Power Transfer System and Battery Charging Chip )

윤 진 환^*, 박 성 열^*, 최 준 림^***

( Jin Hwan Youn, Seong Yeol Park, and Jun Rim Choi

)

요 약

본 논문에서는 모바일 기기의 배터리 무선 충전을 위해 효율이 향상된 자기공진방식 무선전력전송 시스템을 제시한다. 전송 효율의 향상과 소형화를 위해 HFSS를 이용한 전자기 시뮬레이션을 통해 공진기 구조를 설계 및 제작하였다. 입력 임피던스와 출력 임피던스 차이에 의한 반사를 줄이기 위해 임피던스 매칭 네트워크를 적용하였다. 모바일 기기의 배터리 충전을 위해 0.35㎛ BCD 공정을 이용하여 정류회로와 레귤레이터를 포함하는 전력수신 칩을 설계하였다. 무선전력전송 시스템 효율은 최 대 75.1%를 보였으며 시스템 검증을 위한 실험에서 최대 70cm거리에서 상용화된 휴대폰 배터리(3.7V, 6.11Wh, 1680mAh)를 부하로 사용하여 충전을 확인하였다.

Abstract

In this paper, we propose enhanced wireless power transfer system based on magnetic resonance for portable electronic device charging. Resonators were designed and fabricated for efficiency improvement and miniaturization through electromagnetism simulation using HFSS(High Frequency Structure Simulator). Impedance matching network is employed to minimize reflections that is caused by difference between input impedance and output impedance. Receiver IC that consist of rectifier and Low Drop Out(LDO) regulator were designed and fabricated to reduce power loss. This chip is implemented in 0.35㎛ BCD technology. A maximum overall efficiency of 73.8% is determined for the system through experimental verification.

Keywords: Wireless Power Transfer, Magnetic Resonance, Received Power Conversion, System on Chip

* 학생회원, ^** 정회원, 경북대학교 전자공학부 (Department of Electronics Engineering, Kyungpook National University)

ⓒ Corresponding Author(E-mail: [email protected])

※ 이 논문은 2013학년도 경북대학교 전임교원 연구년 교수 연구비에 의하여 연구되었음.

※ 이 논문은 2013학년도 정부(교육부)의 재원으로 한 국연구재단의 지원을 받아 수행된 기초연구사업임 (NRF-2013R1A1A4A01012624)

Received ; December 30, 2014 Revised ; April 24, 2015 Accepted ; May 21, 2015

Ⅰ. 서 론

모바일기기, 스마트가전, 전기자동차 등의 확대로 인 한 전력소비증가로 전력충전수요가 급증하고 있다. 이 에 따라 유선충전에 비해 편리한 무선충전에 대한 관심 이 증가하고 있다. 무선전력전송 기술은 표 1과 같이 전송거리에 따라 크게 4가지 분야로 분류할 수 있다^[3].

표 1에서와 같이 상용화가 이루어진 자기유도 방식 은 전력 전송 거리가 수cm로 매우 짧다. 반면 두 매체

분류 전송거리 특성

원거리 전송 수km

~수백km

-수 GHz 주파수 사용 -고출력 전송 가능 -인체영향 등 문제 제기 근거리 전송

(Radiative 방식) 수m

~10m내외

-수십MHz ~ 수 GHz, 저출력 전송 -UHF RFID에서 사용 근거리 전송

(Non-radiative 자기공진 방식)

수m 내외

-2007년 제안, 수십 W 전송 가능 -개발초기단계

-10MHz 근방

접촉식 전송

(유도결합 이용) 수cm 내외

-Inductive Coupling -실용화가 많이 이루어짐 -125kHz, 135kHz 등 -저가의 고출력 소자 가능

표 1. 무선전력전송기술의 분류

Table 1. Type of wireless power transmission technology.

의 공진으로 인해 발생하는 감쇄파 결합현상을 이용한 자기 공진 방식의 무선전력전송은 전송거리가 길며 위 치의 자유도가 높아 효용적이다^[1~2]. 그러나 외부환경 변화에 민감하기 때문에 높은 Q값(Quality Factor)의 유지가 어렵고, 전송거리가 공진기 면적에 비례하므로 소형화에 제약이 있다. 그리고 전력 수신 회로의 임피 던스에 의해 전송효율이 변하는 단점이 있다. 이러한 단점을 보완하기 위해 공진기 구조를 시뮬레이션 설계 하여 시스템에 반영한다. 또한 공진기 간격에 따른 결 합계수(: Coupling coefficient)가 변동함에 따라 임피 던스 부정합으로 인한 전력 손실이 발생한다. 따라서 임피던스 매칭 회로를 전력 송신부에 적용함으로 전력 손실이 감소시킨다. 또한 전력 수신 회로를 집적화함으 로 수신된 전력이 디바이스로 전달될 때 발생하는 열화 및 노이즈로 인한 에너지 손실을 감소시킨다.

본 논문에서는 소형 모바일 기기의 배터리를 무선충 전하기 위해 높은 전송효율을 가지는 자기공진방식 무 선전력전송 시스템의 설계를 다룬다. Ⅱ 장에서는 자기 공진방식 무선전력전송 시스템, 공진기 구조 설계, 적응 형 임피던스 매칭 네트워크, 전력수신회로 칩 설계에 대해 설명한다. Ⅲ 장에서는 휴대폰의 배터리 충전 실 험을 통해 무선전력전송 시스템의 유효성을 검증한다.

그리고 본 논문의 결론은 Ⅳ 장에서 설명한다.

Ⅱ. 본 론

1. 자기공진방식 무선전력전송 시스템

그림 1은 본 논문에서 제안하는 자기공진방식 무선 전력전송 시스템의 블록도이다. 무선전력전송 시스템은 헬리컬 구조의 송수신 공진코일, 단일 루프형태의 소스 및 로드코일, 임피던스의 부정합을 보상하는 임피던스 매칭 네트워크, 로드코일에 수신된 AC전력을 DC전력 으로 변환하는 수신전력 변환 집적회로로 구성한다. 각 블록의 전력손실을 감소시킴으로 전체 시스템의 전력 효율을 높인다.

그림 1. 자기공진방식 무선전력전송 시스템 블록도 Fig. 1. Magnetic resonance wireless power transfer

system block.

2. 공진기 구조 설계

자기공진방식의 무선전력전송에서 요구되는 송수신 공진기의 전송효율은 식(1), (2)에 의해 결정된다.^[4] 는 전송효율이며, _TX, _RX, _L는 각각 송신 공진기, 수 신 공진기 그리고 부하의 감쇄계수이며, 는 결합계수 이다. 전송효율은 식(2)를 만족할 때 최대가 된다.

  



 

_L



^ 







 

_L





_{R x}

_L

_Tx_{R x}

^

(1)

_{R x}

_L







_Tx_Rx

 







(2)

송수신 공진코일 사이의 를 높이기 위해서는 상호 인덕턴스는 증가시키고 자체 인덕턴스는 감소시켜야 한 다. 이를 위해 높은 전도율을 가진 구리 재질의 공진기

그림 2. HFSS 자기 공진기 시뮬레이션 구조 Fig. 2. HFSS simulation structure of magnetic

resonator.

(a)

(b)

(c)

그림 3. 공진기의 거리에 따른 H-field (a) 20cm, (b) 40cm, (c) 60cm

Fig. 3. H-field of the proposed resonators for distance (a) 20cm, (b) 40cm, (c) 60cm.

를 적용하였다. 커패시턴스와 인덕턴스 값이 동일할 때 최대 전력전송이 가능하며 송수신 코일은 5.5 턴, 피치 0.1cm, 지름 30cm의 헬리컬 구조로 동일하게 설계하였 다. 소스코일과 로드코일은 원형 루프 구조로 소재 및 직경은 공진기와 동일하다.

그림 2는 HFSS로 시뮬레이션하기 위해 구현한 송수 신 공진기 구조이다. 그림 2의 공진기를 시뮬레이션하 면 그림 3과 같이 전송 거리에 따른 H-field의 크기와 방향을 볼 수 있다. 공진기 사이의 간격이 작을수록 강 한 자장이 형성됨을 볼 수 있다. 무선전력전송에서 자 장의 세기는 전력전송 효율에 직접적인 영향을 준다.

즉 자장이 강할수록 전력전송 효율은 높아진다.

3. 임피던스 매칭 네트워크

공진기의 임피던스는 송수신공진기 사이의 거리 및 배열에 의해 변화한다. 임피던스의 변화는 공진기의 효 율을 결정하는 주요 파라미터인 상호인덕턴스, 결합 계 수(), 감쇄 계수( ) 등에 영향을 준다. 따라서 임피던 스 변화를 보상하고 송수신기의 전송 효율을 향상시키 기 위해 임피던스 매칭 회로를 추가한다. 임피던스 매 칭은 송수신공진기의 간격에 따른 인덕턴스와 커패시턴 스의 변화를 스미스 차트(Smith chart)의 궤적이동을 이용하여 계산한다. 그림 4는 임피던스 매칭 네트워크 의 시스템 블록도이다. 가변 수동소자는 RF 전력 공급 기의 반사율, 전달율, 최대 전력량 분석으로 결정된 최 적의 수치에 의해 제어된다.

그림 4. 임피던스 매칭 네트워크 시스템 블록도 Fig. 4. Impedance matching network system Block.

4. 고전압 MOSFET 정류기

일반적으로 전파 정류 회로는 다이오드 연결 트랜지 스터를 사용한다. 또한 정류 효율 향상을 위하여 문턱 전압 제거 기술(Threshold cancellation techniques)^[8]과 Cross coupled 구조가 적용된다. 이전의 연구들에서는 사용전력의 제약, 낮은 동작 주파수, 낮은 PCE(Power Conversion Efficiency) 때문에 본 시스템에는 적합하지

않다.^[5∼7] 또한 고전압 MOSFET 설계에서는 공정상의

그림 5. 제안된 Semi-active 정류기 회로도 Fig. 5. Proposed Semi-active Rectifier circuit.

게이트-소스 전압(_) 제한이 주요한 제약 조건이다 (동부 BCD 공정, 최대 _:13.2V). 그림 5는 제안된 정류기 회로도이다. HVM3와 HVM4는 cross-coupled 저항(Rb1, Rb2), 다이오드 연결 트랜지스터(HVM5, HVM6), 바이어스 커패시터(Cb1, Cb2)로 바이어스 된 다. 전도 단계에서 바이어스 전압의 상승은 전력 트랜 지스터의 온-저항을 감소시킨다. 그러나 오프-트랜지스 터의 누설 전류를 증가시킨다. 따라서 PCE는 감소한다.

본 논문에서 제안된 정류기는 _를 제거하지는 않지 만 평균 바이어스 전압을 의 65%로 유진한다. 높은 전력 효율을 위해 바이어스 전압은 전도 단계에서 _

의 90%까지 증가하고, 비전도 단계에서는 _의 40%

로 감소한다. 그리고 HVM1과 HVM2는 공정에서 요구 하는 _ 제한 조건을 만족하기 위해 다이오드 연결 트랜지스터로 형태로 구현한다.

5. 기준 전압 및 기준 전류 발생기

기준 전압 및 전류 발생 회로는 Subthreshold MOSFET 기술을 이용하여 저전압과 고전압 트랜지스터를 캐스케 이드로 연결하여 공급 전압과 온도에 독립적인 기준 전 압과 전류를 생성한다^[9]. LVM11과 LVM12는 Subthreshold 영역에서 동작하면서 공급 전압의 변화에 독립적이며 절대 온도에 비례하는 전류 _를 생성한다.

LVM4 역시 Subthreshold 영역에서 동작하면서 입력 전 압의 변화에 독립적이며 절대 온도에 상호보완적인 전 류 _ 를 생성한다. 그림 6은 스타트업 회로를 포함한 기준 전압과 전류 발생 회로도이다. _와 _ 는 _

과 _를 생성하기 위하여 합하여 진다. _, _,

_는 아래의 식으로 표현된다.

그림 6. 기준 전압⋅전류 발생기 회로도

Fig. 6. Circuit schematic of the reference voltage and current generator.

_ 



_{ }

_ _{ }

_{ }

_



⁽³⁾

_ _

_{ } _{ }

 _

_



_{ }



(4)

_ _

_{ }

(5)

_{ }은 트랜지스터의 종횡비, 은 저항값, _는 게이트와 소스 사이의 전압,   , _는 열전압이다.

그림 7은 온도 변화에 따른 _의 변화를 보여준다.

상온(25˚C) 에서 _는 3.987V이며 75˚C에서 3.973V 로 최저 전압을 나타낸다. 0˚C에서 75˚C까지의 온도에

그림 7. 온도에 따른 기준 전압 변동 그래프 Fig. 7. Plot of reference voltage with respect to

temperature variation.

대한 전압의 변화율은 –0.4mV/˚C로 온도에 민감하지 않은 기준 전압 발생기임을 보여준다. 특정 온도(90˚C) 이상이 되면 트랜지스터의 공정 특성에 따라 _와 _ 의 값이 변화하게 된다. 이에 따라 _ 역시 특정 온 도 이상에서 온도의 의존성이 증가하게 된다.

5. LDO 전압 레귤레이터

LDO 전압 레귤레이터는 높은 PSR(Power Supply Rejection) 특성, 낮은 Drop-out 전압, 대기 전류에서 넓은 부하조건을 가지는 것이 중요하다^[10]. 안정도 향상 을 위해서 밀러(Miller) 보상 기술을 적용한 보상 커패 시터(_{ })를 사용하여 RHP의 영점(Zero)을 LHP의 영점으로 변환한다. 오차 증폭기(Error Amplifier)는 저 전압 MOSFET(LVM1, LVM2)과 고전압 MOSFET (HVM7, HVM8)을 계단식 구조로 배치하여 이득을 증 가시켰다. 그림 8은 과전류 보호 회로를 포함한 LDO 전압 레귤레이터의 회로도이다. HVM4는 LVM3과

그림 8. 제안된 LDO 전압 레귤레이터 회로도 Fig. 8. Proposed LDO voltage regulator circuit.

그림 9. 제안된 LDO 전압 레귤레이터의 PSR 특성 Fig. 9. The PSR characteristic of the proposed LDO

voltage regulator.

LVM5의 부정합을 줄여주는 캐스코드 트랜지스터이다.

이는 DC 바이어스 전류의 부정합을 감소시킨다. _ 는 오류 증폭기의 바이어스 전류를 따라간다. 따라서 영 입력 전류 또한 감소하게 된다. 고주파에서의 잡음 을 억제하기 위하여 _과 _를 병렬로 연결하고 피드 백 저항 _{ }와 _{ }을 각각 연결하였다. 피드백 저 항의 값은 기준 전압, 출력 전압, 저항 바이어스 전류에 의해 결정된다.

그림 9는 그림 8에 나타난 회로의 PSR 특성을 나타 낸다. 그림 8의 회로는 비교적 큰 _을 가짐으로 내 부 저항과 커패시터에 의해 두 개의 극점(Pole)과 두 개 의 영점(Zero)을 가진다. 이 때 극점 주파수들이 영점의 주파수들보다 낮으므로 그림 9와 같이 두개의 극점 주 파수에서 PSR 특성이 향상된 후 영점 주파수에서 다시 평탄한 특성을 보인다.

Ⅲ. 실 험

RF power generator, 임피던스 매칭 네트워크, 헬리 컬 구조의 공진코일, 수신 회로를 적용하여 그림 10의 무선 전력전송 시스템을 구성하여 실험을 수행하였다.

출력단에 상용 스마트폰을 연결하여 충전을 시연함으로 써 시스템 유효성을 검증하였다.

그림 11은 공진기 간격에 따른 전송효율과 임피던스 매칭이 전송효율에 미치는 영향을 보여준다. 송수신 공 진기의 거리가 감소하면 결합계수()가 증가하므로 공 진기의 효율 또한 증가한다. 그러나 가 일정값 이상으 로 커질 경우 공진 주파수가 두 개로 나누어지는 주파 수 분할 현상이 발생하게 된다. 그 결과 20cm 미만의

그림 10. 모바일폰 충전 테스트 및 실험 셋업 Fig. 10. Mobile phone charging test and experimental

setup.

그림 11. 거리 변화에 따른 전송효율

Fig. 11. The transfer efficiency according to the varying distance.

그림 12. 정류기의 , , 출력 접압 측정 결과 Fig. 12. Measurement result of voltage at nods _

and  and the DC output.

Ref. No. [5] [6] [7] 본 논문

공정 0.35

CMOS

0.5

CMOS

0.18

CMOS

0.35

BCD

_{ (V) 2.4 3.8 1.5 20.0}

_{(V) 2.28 3.12 1.33 17.32} 주파수(MHz) 0.2-1.5 13.56 13.56 13.56

부하 전류(mA) 20 NA NA 0.5-10

최대 PCE(%) 82-87 80.20 81.90 80.2

표 2. 기존의 정류기와 성능 비교

Table 2. Performance comparison with prior rectifiers.

간격에서는 전송 효율이 감소하게 된다. 설계한 공진기 는 임피던스 매칭 네트워크를 적용하여 20cm에서 최대 전송효율 75.1%를 나타내었으며, 매칭 네트워크 적용 이전보다 평균 7.57%의 전송 효율 증가를 보였다.

고전압 MOSFET 정류기의 입출력 전압 파형은 그림

항목 수치 조건

_  ±  _  to V

_  to mA

_{} mV _ mA _ V Line Regulation mV _  to V Load Regulation mV _  to mA^{ } 표 3. LDO 레귤레이터의 성능 요약

Table 3. Performance summary of the LDO regulator.

그림 13. 0.35㎛ BCD공정의 Chip Die-micrograph

Fig. 13. Die-micrograph of the fabricated chip in 0.35㎛

BCD process.

12와 같이 나타나며, 표 2에서 기존에 제시된 정류기와 본 논문에서 제안한 정류기를 비교하였다. BCD 공정을 사용하여 고전압에서 높은 효율로 정류가 되었음을 확 인하였다. 또한 표 3은 본 논문에서 제안하는 LDO 전 압 레귤레이터의 성능을 보여준다. 고전압 MOSFET 정류기, 기준 전압 및 전류 발생기, LDO 전압 레귤레이 터를 0.35^ BCD 공정을 이용하여 그림 13과 같이 구 현되었다.

Ⅳ. 결 론

본 논문에서는 자기공진 방식의 무선전력전송 시스 템을 구성하여 모바일 기기의 배터리에 무선으로 충전 하였다. 주파수는 ISM 대역의 13.56 MHz를 채택하였 으며 송수신 공진기 구조를 시뮬레이션하여 시스템에 적용하였다. 또한 인피던스 매칭 네트워크를 전력 송신 부에 적용하여 평균 7.57%, 최대 15.1%의 효율향상을 확인하였다. 전력 수신 회로를 집적 회로로 설계하여 0.35㎛ BCD 공정으로 구현하였다. 수신전력 변환회로는 출력 전압 4.8V, 출력 전류 420mA, 전력 최대 변환 효 율 73.6%를 가진다.

저 자 소 개 윤 진 환(학생회원)

2013년 경북대학교 전자공학부 학사 졸업

2014년∼현재 경북대학교 전자공 학부 석사 과정

<주관심분야 : System On Chip, PMIC, DC-DC 컨버터, 무선 에너 지 전송>

박 성 열(학생회원)

2009년 계명대학교 전자공학과 학사 졸업 2015년 경북대학교 전자공학부 석사 졸업

<주관심분야 : System On Chip, 무선 에너지 전송, Analog Full Custom 설계>

최 준 림(정회원)

1986년 연세대학교 전자공학과 학사 졸업.

1988년 (미)Cornell Univ. 전자 전기공학과 석사 졸업 1991년 (미)Minnesota Univ. 전자 전기공학과 박사 졸업 1991년∼1997년 LG전자기술원 책임연구원 1997년∼현재 경북대학교 교수

2000년∼현재 경북대 IDEC 지역센터장

<주관심분야 : System On Chip, 마이크로 센서, 디지털 시스템 설계>

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