LTCC 기반 ME Dipole 안테나 구조를 활용한 Χ-Band 용 8 × 4 이중편파 배열안테나에 관한 연구
정재웅·서덕진·유종인†
한국전자기술연구원 ICT‧디바이스패키징연구센터
A Study on 8 4 Dual-Polarized Array Antenna for Χ-Band Using LTCC-Based ME Dipole Antenna Structure
Jae-Woong Jung, Deokjin Seo, and Jong-In Ryu†
ICT ‧ device packaging Research Center, Korea Electronics Technology Institute (KETI), Bundang-gu, Seongnam-si, Gyeonggi-do, Korea
(Received September 8, 2021: Corrected September 24, 2021: Accepted September 29, 2021)
초 록: 본 논문에서는 X-Band 대역에서 이중 편파 특성을 갖는 Magneto-Electric(ME) dipole 배열안테나를 제안하 고, 이를 Low Temperature Co-fired Ceramic (LTCC) 공정을 이용하여 구현 및 측정하였다. 제안된 배열안테나는 LTCC 로 구성된 1 1 ME dipole 안테나 32 개를 Teflon PCB에 배열하여 8 4 배열 안테나로 구성된다. 1 1 ME dipole 안 테나는 두 쌍의 방사체에서 각각 수직 편파와 수평 편파를 방사하여 이중 편파를 구현하게 된다. 2개의 Port 급전은 LTCC 를 이용한 적층 공정을 통해 구현하였으며, 각 각의 Port는 포트 간 격리도를 확보하기 위해 -shaped feeding strip을 통 해 독립적으로 방사체에 급전된다. 안테나 배열에 사용된 Teflon PCB는 4층 구조로 형성하였으며, 상단 면과 하단 면을 통해 2개의 Port가 급전된다. 그리고 배열되는 안테나와 Teflon PCB의 임피던스 정합을 위해 Teflon PCB의 전송선로에
g/4 변환기를 적용하였으며 시뮬레이션을 통해 최적 파라미터를 얻었다. 구현된 ME dipole 8 4 배열안테나의 크기는 15.5 mm 11 mm 4.2 mm이며, Port 1 급전 시 측정된 방사 최대 이득은 18.2 dBi, cross-pol은 1.0 dBi이고 Port 2 급 전 시 측정된 방사 최대 이득은 18.1 dBi, Cross-pol은 3.2 dBi로 확인하였다.
Abstract: In this paper, the Magneto-Electric(ME) dipole array antenna with dual-polarization in the X-Band is proposed and it is implemented and measured. The proposed array antenna is composed of 32 single ME dipole antenna and a Teflon PCB. 1 1 ME dipole antenna is implemented dual-polarization by radiating vertical polarization and horizontal polarization from two pairs of radiators. 2-port feeding structures are realized by lamination process using LTCC. And, each port independently feeds the radiator through a -shaped feeding strip with isolation between ports. The Teflon PCB used in the antenna array has a 4-layer structure, and 2-port is fed through the top and bottom layers. The g/4 transformer is applied to the transmission line of the Teflon PCB for impedance matching of the arrayed antenna and the Teflon PCB, and the optimal parameters are obtained through simulation. The measured maximum antenna gains of port 1 was 18.2 dBi, Cross-pol was 1.0 dBi. And the measured maximum antenna gains of port 1 was 18.1 dBi, Cross-pol was 3.2 dBi.
Keywords: Dual-polarization, ME-dipole, LTCC, X-Band, Array antenna
1. 서 론
이중 편파 안테나는 WiFi, 레이더 등의 분야에서 다양 하게 사용되며, 하나의 안테나 구조를 분리된 편파를 통 해 단일 편파 안테나와 비교해 동일한 구조에서 더 많은 채널을 생성할 수 있다.1,2) 또한, 이중 편파 안테나 시스 템은 서로 직교하는 두 편파를 이용하여 하나의 안테나
에서 서로 다른 두 개의 전송 신호를 송수신하는 방법으 로서 단일 편파 안테나 시스템보다 공간 효율이 뛰어나 다.3,4) 하지만 이중 편파 안테나는 두 편파의 Isolation이 확보되지 않는다면, 이중 편파에 따른 채널 이득은 현저 히 줄어들게 된다. 따라서 이중 편파 안테나가 적절히 작 동하기 위해서는 두 편파 간에 Isolation이 이루어져야 하 며, 높은 Isolation을 확보하기 위한 많은 설계 기법이 있
†
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properly cited.
다. 일반적으로 패치 안테나 경우, Coaxial via를 이용하 여 패치의 두 방향에서 급전하거나,5) Slot을 이용하여 서 로 다른 방향에서 급전하는 법,6) T자형 접지면을 이용하 여 Isolation을 확보하는 기법 등이 있다.7) Coaxial Via와 Slot을 이용한 안테나 구조는 전력 분배기를 통해 하나의 안테나에 양쪽으로 급전되어야 하므로 구조가 복잡하다.
또한 이러한 설계 기법은 단일 안테나에서는 Isolation 특 성이 우수하지만, 배열안테나 구조에서 높은 Isolation의 특성을 확보하는데 한계가 있으므로 고 이득 특성을 요 구하는 레이더 관련 분야에 적용하기에는 어려움이 있 다. 또한, T자형 접지면을 이용한 설계 기법은 두 Port간 Isolation을 확보할 만큼의 접지면 공간이 필요하기 때문 에 안테나의 크기가 증가하여 소형화에 맞지 않다. 따라 서 안테나의 전체 크기는 일반적인 패치 안테나의 구조 보다 작으면서 두 편파간 Isolation을 확보할 수 있는 이 중 편파 안테나가 요구된다.
본 논문에서는 Low Temperature Co-fired Ceramic (LTCC)를 이용한 8 4 Magneto- Electric (ME) dipole 이 중편파 배열안테나를 구현 및 제작하였다. 구현한 안테 나에 사용된 LTCC 기술은 테이프캐스팅 방법으로 제조 된 세라믹 유전체 층과 여러가지 회로 요소를 구현하기 위한 전도성 금속 페이스트를 이용하여 여러 층의 적층 형 소자를 제조하는 기법을 말한다.8,9) 또한, LTCC는 유 전율 7.5와 같이 고유전율의 특성을 가지고 있으므로 소 자의 소형화를 이룰 수 있어 전체적으로 사이즈를 작게 제작할 수 있으며, 세라믹 재질 기판으로 이루어져 부품 의 경량화에 큰 기여를 한다.10) LTCC 기판에 Electric dipole과 Magnetic dipole을 결합한 ME dipole 안테나 두 쌍을 교차하여 이중 편파 안테나를 구현하였으며, 제작 한 1 1 ME dipole 안테나를 Teflon PCB에 8 4로 배열 하여 구현하고 제작하여 Vector network analyzer와 무 반 사실 챔버를 이용하여 측정을 하였다.
본 논문의 구성은 다음과 같다. 본론 2.1장은 LTCC 기 반 1x1 ME dipole 안테나의 구성 및 설계로 안테나의 급 전 구조 및 Isolation 확보를 위한 -shaped feeding strip 설 계에 대해 논한다. 2.2장에서는 1x1 ME dipole 안테나를 활용한 8 4 ME dipole 안테나를 Teflon PCB에 배열한 구조에 대해 설명한다. 2.3장에서는 설계한 안테나 제작 및 방사 패턴 측정결과에 관하여 논한다.
2. 본 론
2.1. LTCC 기반 ME (Magneto-Electric) Dipole 안테나 설계 LTCC 이용한 1x1 ME dipole 안테나에 사용된 기판은 유전율 7.5, 유전 손실 0.005의 Low Temperature Co-fired Ceramics (LTCC)로 구성되어 있다. Fig. 1은 제안된 1x1 ME dipole 안테나의 투시도이며, Electric dipole을 형성하 는 patch, Magnetic dipole을 형성하는 Vertical Via, - shaped feeding strip과 안테나 최하단의 Ground로 구성된
다. ME dipole 안테나의 Top 면은 Fig. 2(a)와 같으며, Bottom 면은 Fig. 2(b)와 같다. 안테나의 크기는 8.4 mm
7.4 mm 3 mm이며, Top 면에는 방사체인 patch와 커 플링 급전을 위한 -shaped feeding strip의 일부 모습을 볼 수 있으며, Bottom 면에는 PCB에 부착을 위한 0.8 mm 지 름의 Capture-pad가 나타나 있다. Port 1, Port 2에 의해 방 사되는 각각의 안테나 단면도는 Fig. 3과 같다. 급전 구조 는 -shaped feeding strip을 통해 전달되는 에너지가 Fig. 1. Perspective view of the ME dipole antenna.
Fig. 2. Top and bottom view of proposed antenna. (a) Top View (b) Bottom View.
Fig. 3. Cross-sectional view of ME dipole antenna. (a) Cross- sectional view of Port 1 (b) Cross-sectional view of Port 2.
Vertical via에 커플링 급전이 되는 구조이며, 이 에너지는 Horizontal patch까지 전달되어 안테나 방사가 이루어진 다. 제안된 안테나는 Port 1과 Port 2를 통해 공급된 RF 신호가 -shaped feeding strip에 전달되고, 이 신호가 Vertical via에 커플링 급전되어 방사하게 된다.
ME dipole안테나 구조에서 Magnetic dipole에 해당하는 Vertical via와 -shaped feeding strip은 일반적으로 Fig. 4(a) 와 같이 구현한다. 하지만 본 논문에서 제안하는 1 1 ME dipole 안테나는 PCB에 부착되어야 하며 이를 위한 Capture-pad를 형성할 공간과 GND와 분리되는 Clearance 가 필요하다. 앞에서 언급한 급전 구조를 적용하기 위해 서는 -shaped feeding strip과 Vertical via의 간격이 가까 워야 하며, Bottom 면의 Capture-pad와 Clearance를 배치 할 공간이 필요하므로 Fig. 4(b)와 같은 구조를 제안하였 다. Fig. 4(b)와 같이 Right angle strip을 적용하여 Port 1과 Port 2의 급전되는 위치에 Capture-pad와 Clearance가 형 성될 수 있는 급전 구조를 설계하였으며, 이를 구현하기 위해 세밀한 적층 구조를 구현할 수 있는 LTCC 공정을 이용하였다.
다음으로 Fig. 5와 같이 -shaped feeding strip 구조에 대 한 설계를 하였다. ME dipole 안테나의 급전 라인에서의 상호 간섭을 줄이기 위해 Port 1의 전송선로와 Port 2의 전송선로에서 교차하는 부분의 간격(G1)을 두어 Port 간 Isolation을 확보하였다. G1에 따른 Isolation (S21)의 시뮬 레이션 결과는 Fig. 6과 같으며, Port 1 전송선로와 Port 2 의 전송선로의 거리가 0.1 mm로 비교적 가까워지면 9.xx
GHz에서 S21이 최대 -2.9 dB로 Port 1의 신호와 Port 2의 신호가 서로 간섭하고 있다는 것을 수 있다. 그리고 G1을 0.2 mm 이상 넓힌 시뮬레이션 결과를 보게 되면, S21이 최대 -15 dB로 Port 1과 Port 2의 상호 간섭이 개선되어 Isolation이 향상되는 것을 보여준다. 따라서 제안된 안테 나는 전송선로 간의 간격을 넓힘에 따라 발생하는 손실 을 고려하여 최소의 간격으로 Isolation을 향상시키기 위 하여 G1을 0.2 mm로 설정하였다.
앞서 언급한 Capture-pad와 Clearance 형성을 위해 Right angle strip을 적용하고, Isolation 확보를 위해 Port 1과 Port 2의 간격을 넓히게 되면 원치 않는 인덕턴스와 커패시턴 스가 발생한다. 이로 인해 ME dipole 안테나의 특성 임피 던스가 변하게 되어 50 ohm 임피던스 정합이 이루어지 지 않게 된다. 50 ohm 임피던스 정합이 되지 않으면 임 피던스 차이에 의한 신호의 반사가 발생하게 되고 이는 손실로 이어지기 때문에 변화한 안테나 특성을 보상하여 50ohm 임피던스 정합을 진행하였다. Fig. 5의 Feeding Line 구조에서 F2와 F3의 길이를 변경하여 인덕턴스 조절 하고 -shaped feeding strip과 Vertical Via 간의 간격(G2) 을 변경하여 커패시턴스를 조절하여 안테나의 임피던스
Fig. 4. Structure of ideal feeding and proposed feeding. (a) Ideal feeding structure (b) Proposed feeding structure.
Fig. 5. Structure of -shaped feeding strip.
Fig. 6. S21 results simulated according to the G1.
를 조절하였다. F2와 F3의 길이를 조절하게 되면 스미스 차트상에서 Fig. 7, Fig. 8과 같이 ME dipole 안테나의 임 피던스가 변화하는 것을 알 수 있다. Fig. 7은 F2, F3가 증 가함에 따라 9.xx GHz에서의 임피던스는 스미스 차트 상 에서 아래로 이동하는 것을 볼 수 있으며, Fig. 8은 G2가 감소함에 따라 스미스 차트 상에서 위로 이동하는 것을 볼 수 있다.
본 논문에 사용된 3D Simulation Tool은 ANSYS사 의 HFSS이며, 제안한 ME dipole 안테나의 특성 임피 던스를 50 최적화한 설계 파라미터는 Table 1에 표시 하였다.
2.2. ME dipole 안테나를 활용한 8 4 배열안테나 설계 제안된 ME dipole 안테나는 2개의 Port로 급전되어 이 중 편파를 형성하는 구조이므로 2개의 Port를 독립적으 로 사용하기 위해 4층 Teflon 접합 PCB를 설계하였다.
PCB에 사용한 Teflon 기판은 유전율 2.17, 유전손실 0.0009의 특성을 가지며 두께는 0.508 mm이다. 각 Port의 급전 면을 구분하기 위해 Top 층의 기판과 Bottom 층의 기판으로 총 2장 Teflon 기판을 사용하였다. 그리고 Top 면의 기판과 Bottom 면의 기판을 접착하기 위해 0.2 mm Fig. 7. Smith chart results according to the F2, F3. (a) Smith chart of port 1 (b) Smith chart of port 2.
Fig. 8. Smith chart results according to the G2. (a) Smith chart of port 1 (b) Smith chart of port 2.
Table 1. The parameter of ME dipole antenna.
Design
Parameter Design
Value (mm) Design
Parameter Design Value (mm)
S1 8.4 F1 2.9
S2 7.4 F2 1.1
H 3 F3 0.8
W1 0.8 G1 0.2
W2 2.1 G2 0.15
L1 0.6 Fig. 9. 1 1 ME dipole Antenna assembled to Teflon PCB.
두께의 Pre-preg를 사용하였다. Fig. 9는 1 1 ME dipole 안테나를 구현한 Teflon PCB에 부착되는 모습이며, Fig.
10은 ME dipole 안테나를 PCB에 부착하였을 때의 단면 도이다. Port 1과 Port 2의 신호는 독립적으로 급전되며, Top 면의 전송선로와 Bottom 면의 전송선로를 통해 전달 되어 Through via를 통해 ME dipole 안테나에 급전되는 구조이다.
Port 1과 Port 2로부터 공급되는 신호는 Fig. 10과 같이 Through via와 전송선로를 통해서 1 1ME dipole 안테 나로 급전된다. 전송선로는 50에 매칭되어 있지만, Through via는 50이 아니기 때문에 급전된 신호가 반사 되어 손실이 발생하므로 Teflon PCB와 ME dipole 안테나 간의 임피던스 정합이 필요하다. Fig. 11은 Teflon PCB의 Top 면과 Bottom 면이다. Port 1은 Teflon PCB의 Top 면 에서 급전되어 Bottom 면까지 Through via를 통과한 후 다시 Top 면까지 Through via를 통과하여 ME dipole 안 테나와 연결된다. 따라서 Port 1은 Through via와 전송선 로 사이에 g/4 변환기를 2개 적용하였다. 그리고 Port 2 는 Bottom 면에서 급전되어 Top 면까지 Through via를 한 번 통과하여 ME dipole 안테나와 연결되므로 1개의 g/4 변환기를 사용하였다. g/4 변환기에 사용된 g는 Teflon PCB의 유전율을 고려한 관내 파장으로 21.2 mm의 값을 갖는다. Fig. 11(a)에서 Port 1의 g/4 변환기는 Tv1로 표현 하였으며, Fig. 11(b)에서는 Port 1은 Tv2, Port 2는 Th1으로
g/4 변환기를 나타내었다. Tv1와 Th1은 ME dipole 안테나 를 Parallel 배열을 하기 위해 90o로 꺾었으며 이로 인한 임피던스 변화를 최소화하기 위해 Lv2와 Lh2를 사선으로 디자인하였다. Tv1의 길이(Lv1+Lv2+Lv3), Tv2의 길이(Lv4)와 Th1의 길이(Lh1+Lh2+Lh3)는 g/4이며, 시뮬레이션을 통해 최 적 선 폭 Wv1, Wv2와 Wh1을 구하였다.
시뮬레이션을 통해 얻은 Teflon PCB의 최적 파라미터 는 Table 2에 나타내었다. Fig. 12는 앞에서 설계한 최적 설계 값을 적용하였을 때의 S11, S22 시뮬레이션 결과이 다. Port 1은 목표주파수에서 S11이 -20.8 dB이며, Port 2 는 S22가 -32.2 dB이다. 따라서 시뮬레이션 결과를 통해
Fig. 10. Cross-sectional view of the 1 1 ME dipole Antenna assembled to Teflon PCB.
Fig. 11. Top and bottom view of Teflon PCB. (a) Top view of Teflon PCB (b) bottom view of Teflon PCB
Table 2. The parameter of Teflon PCB.
Design
Parameter Design
Value (mm) Design
Parameter Design Value (mm)
Wv1 2.2 Lv3 1.2 (0.06g)
Wv2 1.0 Lv4 5.3 (0.25g)
Wh1 2.4 Lh1 2.6 (0.12g)
Lv1 2.6 (0.12g) Lh2 1.6 (0.07g) Lv2 1.6 (0.07g) Lh3 1.2 (0.06g)
Fig. 12. Simulated result of ME dipole antenna assembled on Teflon PCB.
Port 1과 Port 2 모두 반사손실이 -20 dB 이하를 만족하여 ME dipole 안테나와 Teflon PCB가 50 임피던스 정합이 된 것을 알 수 있다.
앞서 설계한 Teflon PCB에 1 1 ME dipole 안테나를 8x4 배열로 부착한 모습은 Fig. 13과 같다. 안테나의 전체 크기는 15.5 11 4.2 mm이며, 1 1 ME dipole 안테나 간 의 간격은 0/2이다. 0은 자유공간 내 파장으로서 31.3 mm의 값을 가진다. 안테나의 배열은 Parallel 배열 방식 으로 안테나 8개를 배열하고 Series 배열 방식으로 Row 1~4 순으로 배열하여 총 32개의 ME dipole 배열안테나를 구현하였다. 또한, Port 1과 Port 2의 신호가 32개의 ME dipole antenna에 균등하게 분배될 수 있도록 하기위해 Fig.
13(a)와 같이 3-way divider를 적용하였다.
Fig. 14는 8 4 ME dipole 배열안테나에 적용한 3- way divider의 모습이다. 특성 임피던스 50인 전송선 로를 통해 급전된 신호는 3-way divider의 86.6의 g/ 4 변환기를 균등하게 분배되며, Fig. 13(a)의 Row 1~4 에 급전신호가 동위상으로 전달되도록 하기 위해서 Series로 배열되는 50 전송선로의 길이를 3g/4를 추 가하여 g의 길이를 갖도록 설계하였다. 3-way divider 4개의 끝 단에 Port를 적용하여 시뮬레이션한 결과는 Fig. 15와 같다. S11은 8.5 GHz ~ 10.5 GHz에서 -25 dB 이하를 만족하며, S21, S31, S41의 결과 값은 유사하여
각 Port에 전달되는 전력이 균등하게 분배되는 것을 알 수 있다. 3-way divider는 8 4 ME dipole 안테나의 Top 면과 Bottom 면에 동일한 설계 값으로 적용되어 구현 된다.
2.3. 8 4 ME dipole 배열안테나 구현 및 측정
Fig. 16은 LTCC 공정으로 제작한 1 1 ME dipole 안 테나의 측면과 Top 및 Bottom 면의 모습이다. 그리고 Fig. 17은 Teflon PCB에 ME dipole를 부착하여 제작한 8 4 ME dipole 배열안테나의 모습이다. 제작된 안테 나는 반사손실(S11), 격리도(S21)를 측정하였으며,
Fig. 13. Top and bottom view of 8 4 ME dipole antenna. (a) Top view of 8 4 ME dipole antenna (b) Bottom view of 8 4
ME dipole antenna. Fig. 16. Fabricated 1 1 ME dipole antenna. (a) Side view (b) Top view (c) Bottom view.
Fig. 15. Simulated S-parameter of the 3-way divider.
Fig. 14. Structure of 3-way divider.
Vector Network Analyzer(VNA)를 이용하여 S11, S21을 측정하였고 방사 패턴은 무 반사실 챔버에서 측정을 진 행하였다.
Fig. 18(a)은 8 4 ME dipole 배열안테나 반사손실(S11) 과 대한 시뮬레이션 및 측정 결과다. S11은 -10 dB 기준 측정 대역폭은 Port 1 급전 시 9.40 GHz ~ 9.82 GHz로 420MHz로 측정되었으며, Port 2 급전 시 9.26 GHz ~ 9.61 GHz로 350 MHz로 측정되었다. 시뮬레이션 결과 대비 측 정 결과가 Port 1, Port 2에서 각각 10 MHz, 30 MHz 대역 폭이 더 좁게 나타났다. Fig. 18(b)은 안테나의 두 Port 간 격리도를 나타낸 것으로 시뮬레이션 상에서는 9 GHz ~ 10 GHz에서 20 dB 이상의 격리도를 확인하였으며, 측정 결과, 9 GHz ~ 10 GHz에서 최소 격리도는 9.87 GHz에서 -27.78 dB이며 최대 격리도는 9.43 GHz에서 -20.46 dB이 다. 시뮬레이션 결과와 측정 결과는 주파수에 따라 형태 는 차이가 있으나, 9 GHz ~ 10 GHz 대역 내에서 최대 격 리도는 큰 차이가 없음을 확인하였다.
Fig. 19는 Port 1에 급전하였을 때 측정된 E-plane, H- plane에서의 방사 패턴이며, Fig. 20은 Port 2에 급전하 여 측정한 E-plane, H-plane의 방사 패턴 측정 결과이다.
Port 1 급전 시 측정된 안테나 최대이득은 E-plane과 H- plane에서 각각 18.17 dBi, 18.16 dBi이며, Cross-pol은 E- plane과 H-plane에서 각각 1.02 dBi, 4.78 dBi이다. Port
2에 급전 시 안테나 최대이득은 E-plane과 H-plane에서 각각 18.11 dBi, 18.09 dBi이며, cross-pol은 E-plane과 H- plane에서 각각 3.15 dBi, 4.96 dBi이다. 편파 분리도는 Port 1 급전 시 17.15 dBi, Port 2 급전 시 13.38 dBi로 확 인하였다.
Fig. 17. Fabricated 8 4 ME dipole array antenna. (a) Top view (b) Bottom view.
Fig. 18. Measured results of fabricated antenna. (a) Measured S11 results of fabricated antenna (b) Measured S21 results of fabricated antenna.
Fig. 19. Measured port 1 results of fabricated antenna. (a) Measured results of E-plane radiation pattern (b) Measured results of H-plane radiation pattern.
3. 결 론
본 논문에서는 LTCC를 이용한 8X4 ME dipole 배열안 테나를 연구함으로써, 2 개의 단일 편파 안테나를 하나의 구조로 통합한 이중편파 안테나를 구현하여 안테나 시스 템의 공간효율을 높였다. 구현한 1 1 ME dipole 안테나 의 크기는 8.4 mm 7.4 mm 3 mm이며, 8 4로 배열한 전체 안테나의 크기는 15.5 11 4.2 mm이다. 또한 수직 편파와 수평 편파를 독립적으로 동작 시키기 위해 Port 1 의 전송선로와 Port 2의 전송선로에서 교차하는 부분의 간격을 두어 Port 간 약 -20 dB의 Isolation을 확보하였으 며, 이는 일반적인 패치를 이용한 이중 편파 배열안테나 의 Isolation 특성보다 우수하다. 그리고 방사 패턴 측정을 통해 Port 1에 급전 시 420 MHz 대역폭, 18.17 dBi의 최 대이득과 1.02 dBi의 Cross-pol을 확인하였고 Port 2에 급 전 시 350 MHz 대역폭, 18.11 dBi의 최대이득과 3.15 dBi 의 Cross-pol을 확인하였다.
제안된 안테나는 비록 편파 분리도가 우수하지는 않지 만, 고 유전율 기판인 LTCC를 이용하여 안테나 전체 크 기를 줄였으며, 높은 Isolation의 특성과 고이득의 특성을 가지고 있으므로 SAR와 같은 항공용 레이더에 적용할 수 있을 것이다.
감사의 글
이 연구는 2018년도 산업통상자원부 및 산업기술평가 관리원(KEIT)의 일환인 “항공기 탑재형 다중밴드 소형 0.3m급 영상레이다 및 지상 빅데이터 분석 시스템 개발”
과제의 지원으로 수행되었습니다(과제번호 20002733).
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Fig. 20. Measured port 2 results of fabricated antenna. (a) Measured results of E-plane radiation pattern (b) Measured results of H-plane radiation pattern.
