A Microstrip Dual-Band Band-Pass Filter Using Feed Lines and Resonators with SIR Structures

http://dx.doi.org/10.5515/KJKIEES.2015.26.5.463 ISSN 1226-3133 (Print)․ISSN 2288-226X (Online)

Ⅰ. 서 론

최근 휴대전화와 WLAN(Wireless Local Area Network)

기술 발전으로 무선통신 서비스 보급이 증가하고 있다.

예를 들면 WLAN의 IEEE(Institute of Electrical and Elec- tronics Engineers) 802.11 표준은 2.4～2.45 GHz, 5.15～

SIR 구조의 피드 라인과 공진기를 이용한 마이크로스트립 이중대역 대역통과 여파기

A Microstrip Dual-Band Band-Pass Filter Using Feed Lines and Resonators with SIR Structures

임 지 은 ․이 재 현 Ji-Eun Lim ․Jae-Hyun Lee

요 약

본 논문은 SIR 구조의 피드라인과 공진기를 이용한 새로운 구조의 마이크로스트립 이중대역 대역통과여파기(BPF)를 제안한다. SIR 구조의 피드라인을 이용하여 이중대역 BPF의 두 통과대역 각각에서 입력과 출력 피드라인의 자기장 최대 지점을 서로 일치시켜 공진기와 피드라인 사이의 결합을 최대화하여 여파기 손실을 감소시켰다. 또한, 이중대역 BPF의 제1통과대역 공진기에도 SIR 구조를 적용하여 1) 두 통과대역 사이의 저지대역 특성을 개선시키고, 2) 제2통과대역 공진 기와의 결합을 최소화시켜 공진기 간격을 감소시켜 소형화에 기여하였다. 이렇게 하여 이중대역 BPF 통과대역의 중심주 파수와 대역폭을 독립적으로 변경시키는 것은 물론, 필터링 성능을 개선하였다. WLAN 규격을 만족하는 이중대역 BPF 를 제작하고, 측정 결과와 비교하여 제안한 여파기 설계 방법이 유용하다는 것을 입증하였다.

Abstract

In this paper, a new dual-band bandpass filter(BPF) that has resonators and feed lines with Stepped-Impedance Resonator(SIR) structures is proposed. Feed lines with SIR structure provide maximum magnetic field points which occur at the same locations of the input and output feed lines, so the insertion loss of BPF was reduced. Applying the SIR structure to the BPF for the first passband improves rejection characteristics between the first passband and the second passband. It reduces the coupling between the BPF for the first passband and the BPF for the second passband, so it makes the dual-band BPF more compact. The proposed design method provides independent changes of both the center frequency and the bandwidth for each resonator, and also improves filtering characteristics. The validity of the proposed design method is confirmed by comparisons between the designed parameters and the measured results satisfying WLAN specifications.

Key words: Dual-Band Filter, Stepped Impedance Resonator, Open-Loop Ring Resonator, Magnetic Coupling



「본 연구는 2014년도 충남대학교 학술연구비 지원을 받아 수행된 연구임.」

충남대학교 전파공학과(Department of Radio Science & Engineering, Chungnam National University)

․Manuscript received April 3, 2015 ; Revised April 21, 2015 ; Accepted April 23, 2015. (ID No. 20150403-025)

․Corresponding Author: Jae-Hyun Lee (e-mail: [email protected])

5.85 GHz의 두 개 주파수 대역을 사용하고, WiMAX(Wor- ld Interoperability for Microwave Access)의 IEEE 802.16 표 준은 2.3～2.7 GHz, 3.3～3.9 GHz, 5.15～5.85 GHz의 세 개 주파수 대역을 사용한다. 이와 같은 여러 주파수 대역 서 비스를 하나의 기기에서 이용할 수 있게 하여 기기 활용 도와 사용자 편리성을 증대시키고 있는 것이 최근 추세 이다. 이처럼 하나의 무선통신 단말기에서 여러 무선 서 비스가 제공됨에 따라 다중대역 RF 프론트엔드(front-end) 의 필요성은 지속적으로 증가하고 있다. 이에 따라 다중 대역 대역통과여파기(BPF, Band-Pass Filter)에 대한 필 요성이 증가하면서 그에 따른 연구가 활발히 진행되고 있다.

SIR(Stepped-Impedance Resonator)을 이용한 이중대역 BPF 구조를 Chang^[1], Kuo, Sun^[2]～[4]이 제안하였고, Zhang 이 스터브형 공진기를 이용한 구조를 제안하였다^[5]. 참고 문헌 [1], [5]는 각 통과대역의 중심주파수만 조정이 가능 함을 보였고, 참고문헌 [2], [3]은 각 통과대역의 중심주파 수뿐만 아니라 대역폭도 조절이 가능하나, 추가적인 임피 던스 변환기가 필요하기 때문에 여파기 크기가 증가한다.

참고문헌 [4]에서 임피던스 변환기가 필요 없는 구조가 제안되었으나, 제2통과대역의 삽입손실이 높게 나타났다.

이를 개선하여, 임피던스 변환기 없이도 통과대역에서 신 호 전달이 잘 일어나면서 삽입손실을 개선시킨 BPF가 Chen에 의해 제안되었다^[6]. 이 구조는 입력과 출력 피드 라인을 이용하며, 두 개의 단일 대역 BPF로 이중대역을 형성하는 이중여파기법을 이용한 것으로써 각 통과대역 의 신호들이 서로 다른 공진기를 통과하기 때문에 복잡 한 설계 절차 없이 각 통과대역의 대역폭을 독립적으로 조절할 수 있어서 구현이 용이하다.

Chen의 이중대역 BPF 구조는 두 개의 균일한 폭의 피 드라인 사이에 두 쌍의 균일 선로 공진기가 배치되어 있 다. 이 여파기는 피드라인에서 자기장 분포 세기가 최대 인 지점에 각각의 공진기 쌍을 위치시켜서 임피던스 변 환기 없이도 신호 전달이 잘 일어나게 하려 하였다. 하지 만, 균일한 피드라인의 끝이 대각선 대칭으로 개방(open) 되어 있기 때문에, 임의의 제1통과대역 중심주파수와 제2 통과대역 중심주파수 모두에서 두 피드라인의 최대 자기 장 지점을 일치시키는 것은 일반적으로 불가능하다. 최대

자기장 지점이 일치하지 않으면, 신호 손실이 증가할 수 있다. 저자도 Chen의 구조를 기본으로 이중대역 BPF를 설계하였으나, 최대 자기장 지점을 일치시키려니 공진기 간격이 너무 크게 되어 전체 여파기의 크기가 커지는 단 점이 있었다^[7]. 또한, WLAN이나 WIMAX의 규격처럼 제 2통과대역의 중심주파수가 제1통과대역의 중심주파수보 다 2배 이상 크게 되면 제1통과대역의 제2차 고조파 성분 이 제1통과대역과 제2통과대역 사이에 존재하게 되어 두 통과대역 사이의 저지대역 특성이 저하된다.

본 논문에서는 이를 개선할 수 있는 이중대역 BPF를 제안한다. 제안하는 구조는 SIR 구조의 피드라인을 이용 하여 피드라인과 공진기 사이의 자기장 결합을 최대화하 였고, SIR 구조의 제1통과대역 공진기를 이용하여 통과대 역 사이의 저지대역 특성을 개선하였다. 제안된 구조의 타당성을 검증하기 위하여 WLAN 규격을 만족하는 이중 대역 대역통과 여파기를 설계, 제작, 실험하였다.

Ⅱ. 제안된 여파기 구조의 특징

제안된 이중대역 BPF는 그림 1과 같다. 여파기는 SIR 구조를 갖는 한 쌍의 피드라인, 한 쌍의 SIR 구조 공진기 (공진기 1과 2), 한 쌍의 균일 선로 공진기(공진기 3과 4) 로 구성된다. SIR 구조 공진기는 제1통과대역을 형성하고, 균일 선로 공진기는 제2통과대역을 형성하며, 공진기는 에너지 결합을 최대화하기 위하여 각각의 통과대역 중심 주파수에서 피드라인의 자기장이 최대인 지점에 위치하

그림 1. 제안된 여파기 구조

Fig. 1. Proposed dual-band bandpass filter structure.

게 된다.

SIR은 선로 폭과 길이가 서로 다른 전송선로로 형성된 구조로서 각 선로 구간 간의 임피던스 비(선로 폭의 비) 와 길이 비를 조절하면 두 번째 공진 주파수(제2차 고조 파)를 조정할 수 있다^[8]. 따라서 피드라인에 SIR 구조를 적용하여 피드라인의 전기적 길이가 이중대역 BPF의 제1 통과대역의 중심주파수에서 반 파장, 제2통과대역의 중 심주파수에서 한 파장을 형성하도록 하여, 상하 피드라인 에서 최대 자기장이 형성되는 위치를 일치시킬 수 있다.

또한 SIR 구조를 제1통과대역 공진기에 적용하여 공진 기의 고조파 주파수를 제2통과대역 밖에 나타나도록 설 정함으로써 고조파 주파수에 의한 저지대역 성능 저하를 개선시키고, 공진기간의 결합을 최소화 할 수 있다.

Ⅲ. 설계 과정

제안된 설계 방법의 타당성을 보이기 위하여 버터워즈 (Butterworth) 응답을 갖는 이중대역 BPF를 설계하였다.

BPF의 규격과 설계 파라미터는 표 1과 같다. 제1통과대 역과 제2통과대역의 3 dB 대역폭을 동일하게 한 것은 높 은 주파수에서 상대적으로 좁은 주파수 대역을 갖는 이 중대역 BPF의 설계 타당성을 검토하려는 목적이다.

SIR 구조의 피드라인의 자기장 분포를 그림 2에 나타 내었다. 기판은 RT/Duroid 6010 LM으로 유전율이 10.2, 두께는 1.27 mm, 손실 탄젠트는 0.0023이다. SIR 구조를 참고문헌 [8]을 참고하여 설계하면 Z² / Z1=0.64, θ2/(θ1+

표 1. 규격 및 설계 파라미터

Table 1. Specifications and design parameters.

파라미터 제1통과대역 제2통과대역

중심 주파수 f1=2.45 GHz f2=5.80 GHz

3 dB 대역폭 300 MHz 300 MHz

Fractional

bandwidth 12.2 % 5.2 %

차수 2 2

소자값 g1=g2=1.4142 g0=g3=1

g1=g2=1.4142 g0=g3=1

결합계수 K1=0.085 K2=0.037

External Q-factor Q1=11.55 Q2=27.34

Max. H Open

Load Port 2

Open Port 1 Load

(a) f1(2.45 GHz)

Open Load

Port 2

Open Port 1 Load

Max. H Max. H

(b) f2(5.80 GHz)

그림 2. 각 통과대역에서의 자기장 분포

Fig. 2. H-field distributions at each passband.

θ2)=0.54이다. θ²구간 특성임피던스 Z²가 50 Ω(1.0 mm) 일 때, θ¹구간 특성임피던스 Z¹은 78 Ω(0.4 mm), θ¹⁼0.6 rad(3.9 mm), θ2=0.7 rad(4.3 mm)이다. 제1통과대역 중심 주파수 2.45 GHz에서 반 파장이 형성되고, 제2통과대역 중심주파수 5.80 GHz에서 한 파장을 형성되므로, 최대 자 기장 위치가 상하 피드 라인에서 완전히 일치함을 볼 수 있다. 서론에서 설명한 바와 같이, 소형화를 위하여 피드라 인 길이를 제1통과대역 중심주파수의 반 파장으로 제한하 면 이것은 참고문헌 [6]의 구조에서는 거의 불가능하다.

제1통과대역 공진기에 비해 제2통과대역 공진기의 크 기가 작아서 크기 여유도가 많지 않기 때문에 설계의 편 의성을 위해 제2통과대역을 먼저 설계하였다. 제2통과대 역 공진기는 균일한 선로의 반 파장 공진기를 구부린 형 태이다. 균일 선로 공진기의 전송선로 폭은 편의상 피드 라인 폭과 동일하게 0.4 mm로 하였다. 길이는 제2통과대 역 중심주파수에서 반 파장이 되도록 결정하였다.

공진기 간의 간격(D²²)와 결합 길이(l^c22) 변화에 대한 결합계수 변화를 그림 3에 나타내었다. Ansys사의 3차원 구조 전자기장 해석 프로그램 HFSS를 이용하여 두 특성

0.40 0.45 0.50 0.55 0.60 0.65 0.70 0.02

0.04 0.06 0.08 0.10

l_c22=0.5 mm l_c22=0.7 mm Design K₂

Coupling Coefficient (K)

D₂₂ (mm) 그림 3. lc22과 D22에 따른 결합계수

Fig. 3. Coupling coefficient against lc22 and D22.

0.40 0.45 0.50 0.55 0.60 0.65 0.70 12

16 20 24 28 32

Quality Factor (Q)

D₂₁ (mm)

l_c21=2.7 mm l_c21=3.0 mm Design Q₂

그림 4. lc21과 D21에 따른 외적 양호도 Fig. 4. External Q-factor against lc21 and D21.

주파수들을 구하고, 그로부터 결합계수를 계산하였다^[9]. 설계 결합계수(K²⁼0.037)에 근접한 값인 l^c22=0.5 mm, D22= 0.65 mm로 결정하였다.

피드라인과 공진기 간의 Q^e(external Q-factor)를 결정하 기 위하여 결합 간격(D²¹)에 따른 Q^e를 계산하였다. 피드 라인과 균일 선로 공진기를 최대 자기장으로 결합시키기 위하여 그림 2(b)로부터 R²⁼4.7 mm로 결정하였다. HFSS 시뮬레이션을 통해 얻어진 군지연 값과 공진 주파수를 이용하여 Q^e를 계산하였다^[9]. 제2 통과대역의 설계 Q^e(Q2= 27.34)에 가장 근접한 값을 갖도록 l^c21=2.7 mm, D21=0.62

그림 5. 제2 통과대역 설계 결과

Fig. 5. Design result of the second passband.

0.40 0.45 0.50 0.55 0.60 0.65 0.70 0.06

0.07 0.08 0.09 0.10 0.11 0.12

Coupling Coefficient (K)

D₁₂ (mm)

Target K₁ l_c12=3.75 mm

그림 6. D12에 따른 결합 계수 Fig. 6. Coupling coefficient against D12.

mm로 선택하였다(그림 4).

결정된 크기를 적용하여 제2통과대역을 설계하였다.

설계한 제2통과대역 여파기 응답은 그림 5와 같다. 한 쌍 의 균일 선로 공진기를 통해 제2 통과대역이 형성됨을 알 수 있다. 비교를 위하여 2차 버터워즈 BPF 특성을 나타내 었다.

제1통과대역 공진기는 SIR 구조를 이용한다. 피드 라 인과 공진기를 최대 자기장으로 결합시키기 위해 SIR 위 치(R¹)를 10.1 mm로 한다. 제1통과 대역 공진기의 중심주 파수와 첫 번째 고조파 주파수(6.9 GHz) 비를 2.8로 하여 제2통과대역이 간섭을 받지 않도록 하였다. 이때, 공진기

0.30 0.35 0.40 0.45 0.50 0.55 0.60 8

10 12 14 16 18

Quality Factor (Q)

D₁₁ (mm)

Target Q₁ l_c11=6.0 mm

그림 7. D11에 따른 외적 양호도 Fig. 7. External Q-factor against D11.

간 결합 길이(l^c12)는 제2통과대역 공진기의 크기와 위치 를 고려하여 3.75 mm로 결정하였다. SIR 공진기 간격 (D12)에 따른 결합계수 변화를 그림 6에 나타내었다. 설계 파라미터(K¹⁼0.085)에 근접한 값을 갖도록 l^c12=3.75 mm, D12=0.53 mm로 결정한다.

피드라인과 공진기 간의 Q^e는 결합 간격(D¹¹)을 변화시 켜 결정한다(그림 7). 피드라인과 공진기 간의 결합 길이 (lc11)는 두 번째 통과대역 공진기 크기와 위치를 고려하여 6.0 mm로 하였다. 제1통과대역의 설계 Q^e(Q1=11.55)에 가 장 근접한 값을 갖도록 l^c11=6.0 mm, D11=0.4 mm로 선택 한다.

그림 8. 첫 번째 통과대역 설계 결과 Fig. 8. Design result of the first passband.

그림 9. 제작된 이중대역 대역통과 여파기

Fig. 9. Fabricated dual-band bandpass filter.

결정된 크기를 적용하여 설계한 SIR을 이용한 제1통과 대역 BPF 응답 특성은 그림 8과 같다. 제2통과대역 부근 에서 고조파 성분이 발생되지 않음을 볼 수 있다. 비교를 위하여 2차 버터워즈 BPF 특성을 나타내었다.

그림 9는 제작된 이중대역 BPF의 사진이다. BPF 크기 는 피드 라인을 포함하여 19 mm×12 mm이다.

그림 10은 제안된 이중대역 BPF의 주파수 응답 특성으 로, 측정은 벡터 회로망 분석기(Agilent N5230A)을 이용 하였다. 주요 파라미터의 계산값과 측정값을 표 2에 비교 하였다. 참고문헌 [6]에 비하여 우수한 삽입손실과 차단 특성(3.1 GHz에서 5.2 GHz까지 30 dB 이상)을 보였다. 두 개의 공진기가 매우 인접하게 설계되었음에도 각각의 통 과대역 특성을 유지하며, 저지대역 특성이 우수함을 확인 할 수 있다.

2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 5.5 6.0 6.5 -50

-40 -30 -20 -10 0

S-parameter (dB)

Frequency (GHz) Sim.

Meas.

S11

S21

그림 10. 제안된 여파기의 주파수 응답 특성

Fig. 10. Simulated and measured frequency responses for pro- posed filter.

표 2. 주요 파라미터의 결과

Table 2. Simulated and measured results.

파라미터 시뮬레이션 측정

제1 통과대역

중심 주파수 2.44 GHz 2.42 GHz 3 dB 대역폭 315 MHz 336 MHz

삽입 손실 —0.9 dB —1.2 dB

제2 통과대역

중심 주파수 5.69 GHz 5.62 GHz 3 dB 대역폭 327 MHz 328 MHz

삽입 손실 —1.6 dB —2.0 dB

표 3. 규격과 설계 파라미터

Table 3. Specifications and design parameters.

파라미터 제1 통과대역 제2 통과대역

중심 주파수 2.4 GHz 5.5 GHz

3 dB 대역폭 400 MHz 700 MHz

Fractional bandwidth 16.7 % 12.7 %

차수 2 2

소자값 g1=g2=1.4142 g0=g3=1

g1=g2=1.4142 g0=g3=1

결합계수 K1=0.12 K2=0.09

External Q-factor Q1=8.48 Q2=11.11

실제 응용을 위해 WLAN 대역을 만족하는 규격을 적 용하여 BPF를 재설계하였다. BPF 규격과 규격에 따른 설 계 파라미터를 표 3에 나타내었다.

기판은 이전과 동일한 것을 사용하였다. 그림 11은 제 작한 이중대역 BPF 사진이다. 크기는 피드라인을 포함하 여 20 mm×11 mm이다.

그림 11. 제작된 WLAN 규격을 만족하는 이중대역 대역 통과 여파기

Fig. 11. Fabricated dual-band bandpass filter.

1 2 3 4 5 6

-50 -40 -30 -20 -10 0

S-parameter [dB]

Frequency [GHz]

Sim.

Meas.

S11

S21

그림 12. 제안된 여파기의 주파수 응답 특성

Fig. 12. Simulated and measured frequency responses for proposed filter.

표 4. 주요 파라미터 결과

Table 4. Simulated and measured results.

파라미터 시뮬레이션 측정

제1 통과대역

중심 주파수 2.43 GHz 2.42 GHz 3 dB 대역폭 372 MHz 376 MHz 삽입 손실 —0.8 dB —1.0 dB 제2

통과대역

중심 주파수 5.47 GHz 5.4 GHz 3 dB 대역폭 676 MHz 681 MHz

삽입 손실 —0.9 dB —1.1 dB BPF의 주파수 응답특성은 그림 12와 같다. 주요 파라 미터의 계산값과 측정값을 표 4에 비교하였다. 이전 경우 에 비하여 대역폭이 넓어져서 삽입손실이 개선되었다. 차 단특성도 30 dB 이상은 3.1 GHz에서 4.7 GHz까지, 38 dB 이상은 3.2 GHz에서 4.6 GHz까지로 매우 우수한 특성을 보였다.

유사 구조를 이용하는 이중대역 BPF의 특성을 표 5에 비교하였다. FBW가 상이하고, 기판 두께도 2배 차이가 있어서 직접적인 비교는 어렵지만, SIR 구조의 입력과 출 력 선로를 구현하여 자기장 결합력을 최대화한 본 논문 의 구조가 삽입손실이 우수한 것을 알 수 있다. 또한, SIR 구조의 공진기 사용으로 두 통과대역 사이의 차단특성도 개선된 것을 알 수 있다.

표 5. 결과 비교

Table 5. Comparison between this paper results and others.

크기 [mm]

CF1/FBW1 [GHz]/[%]

CF2/FBW2 [GHz]/[%]

IL1/RL1 [dB]

IL2(RL2) [dB]

Rejection [dB]([ GHz]) 참고문헌 [6] 26×8 2.4 / 6 5.2 / 5.8 1.5 / 9 1.4 / 12 —24(2.8～5.3)

26×8 2.4 / 9 5.7 / 5.6 1.4 / 12 1.4 / 12 —30(2.9～4.6) 참고문헌 [7] 48×10 2.45 / 12.0 5.8 / 5.0 1.7 / 12 2.7 / 13 —26(2.8～5.3) 본 논문 20×11 2.4 / 16.7 5.5 / 12.7 1.0 / 11 1.1 / 13 —30(3.1～4.7) 19×12 2.45 / 12.2 5.8 / 5.2 1.2 / 12 2.0 / 13 —30(3.1～5.2) CF=Center Frequency; FBW=Fractional Bandwidth; IL=Insertion Loss; RL=Return Loss.

기판: RT/Duroid6010.2LM, =10.2, tanδ=0.0023, =0.635 mm (참고문헌 [6]), 1.27 mm (참고문헌 ^[7]과 본 논문).

참고문헌 [7]과 본 논문: IL에 코넥터 손실이 포함되어 있음.

Ⅳ. 결 론

본 논문은 SIR 구조를 이용한 새로운 이중대역 BPF를 제안하였다. 피드 라인에 SIR 구조를 적용하여 제1통과대 역 중심주파수에서 반 파장, 제2통과대역 중심주파수에 서 한 파장을 형성시킴으로써 상하 피드 라인에 형성되 는 최대 자기장 위치를 완전히 일치시켜 신호 전달 특성 을 개선하였다.

또한, 제1통과대역 중심주파수의 반 파장 길이 내에서 제2통과대역의 최대 자기장 지점을 나타나게 함으로써 불필요한 길이를 최소화하여 소형화시켰다.

그리고, SIR을 제1통과대역 설계에 적용하여 고조파 주파수를 여파기 사용대역 이외의 주파수에 위치시킴으 로써 저지대역 특성을 개선시키고, 두 공진기간의 결합을 최소화시킴으로써 독립적인 설계가 가능하도록 하여 설 계 절차를 단순화 하였다.

따라서 제안된 여파기는 새로운 피드 라인 구조를 적 용함으로써 설계 절차가 간단하면서 통과대역 중심 주파 수 및 대역폭 조정이 용이하고, 피드 라인의 길이가 불필 요하게 증가하는 것을 최소화시켜 같은 이중 여파기법을 이용한 다른 연구에 비해 소형화시킬 수 있다는 장점을 갖고 있다.

References

[1] S. F. Chang, Y. H. Jeng, and J. L. Chen, "Dual-band

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[2] J. T. Kuo, H. S. Cheng, "Design of quasielliptic function filters with a dual-passband response", IEEE Microw.

Wireless Compon. Lett., vol. 14, no. 10, pp. 472-474, Oct. 2004.

[3] J. T. Kuo, T. H. Yeh, and C. C. Yeh, "Design of micro- strip bandpass filters with a dual-passband response", IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 53, no. 4, pp.

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[5] X. Y. Zhang, J. X. Chen, and Q. Xue, "Dual-band band- pass filters using stub-loaded resonators", IEEE Microw.

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[6] C. Y. Chen, C. Y. Hsu, "A simple and effective method for microstrip dual-band filters design", IEEE Microw.

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[7] 임지은, 이재현, "PI-SIR과 OLRR을 이용한 마이크로 스트립 이중 대역 여파기 설계 방법", 한국전자파학회 논문지, 22(2), pp. 245-251, 2011년 2월.

[8] M. Makimoto, S. Yamashita, Microwave Resonators and Filters for Wireless Communication, Springer Series in Advanced Electromagnetics, NewYork, 2001.

[9] J. S Hong, M. J. Lancaster, Microstrip for RF/Microwave Applications, Wiley, New York, 2001.

임 지 은

2010년 2월: 충남대학교 전기정보통신공 학부 (공학사)

2010년 3월～2012년 8월: 충남대학교 전 파공학과 (공학석사)

2012년 8월～2013년 9월: 한국전자통신연 구원 위촉연구원

[주 관심분야] 무선 통신용 여파기, 위성 탑재체 EMC

이 재 현

1978년 2월: 인하대학교 전자공학과 (공학 사)

1985년 2월: 한국과학기술원 전기 및 전자 과 (공학석사)

1993년 2월: 한국과학기술원 전기 및 전자 과 (공학박사)

1991년 2월～2001년 2월: 한국전자통신연 구원 책임연구원

2001년 2월～현재: 충남대학교 전파공학과 교수 [주 관심분야] 여파기, EMC, 초고주파 신호 처리 소자