(레이더 송수신부 구조도)
위 그림은 본 과제에서 개발 중인 FMCW 방식 레이더 송수신부의 전체 구조도를 나타낸 것이다. 전체 구조는 FMCW신호를 생성하는 FMCW generator부, 생성된 FMCW신호를 안테나로 증폭하여 전달하는 송신부, 수신 안테나를 통해 들어온 신호를 저잡음 증폭하고 저주파 대역으로 변환하며 비트 주파수 만을 cutoff하여 ADC로 전달하는 수신부, ADC를 통과한 디지털 신호를 신호 처리하기 위한 신호 처리부 및 데이터 처리부, 그리고 제어부와 GUI부로 구성이 되어있다.
FMCW generator부는 X band에서 FMCW신호를 생성하기 위하여 아날로그 PLL 방식을 채택하였다. 클럭 입력은 최대 6.002MHz의 비트 주파수를 샘플링하기 위해 12.5MHz이며 Fractional-N type의 PLL을 사용하였다. 송신부는 PLL에서 생성된 신호를 증폭하는 증폭기, 증폭기의 출력 Power를 8x8 array 각각으로 분배하는 분배기, 각각의 분배된 Power를 받아 위상 제어 신호에 따라 각 Path의 위상 값들을 변화시키는 Phase shifter, Phase shifter의 신호를 증폭하는 Drive amplifier, 그리고 최종단의 Power amplifier로 구성이 되어 있다. Phase shifter는 송신 안테나의 빔 조향을 위한 것이다. 송신부는 요구되는 안테나 이득을 얻기 위해 8x8 Array로 구성이 되어 있다. 수신부는 전체가 8x8의 Array로 구성이 되어 있으며 8x8은 다시 4x4의 Sub-array로 구성되어 RX는 4x4의 sub-array가 4 path가 있는 4-channel 구조로 되어있다. 이렇게 4-channel로 구성한 이유는 정밀한 각도 해상도를 얻기 위해서 Mono-pulse 알고리즘을 채택하였기 때문이다. 4x4의 수신 안테나에서 수신된 신호는 각각의 저잡음 증폭기에서 증폭이 되며 수신 빔 조향을 위해 위상 조절 기능을 갖는 Phase shifter를 거친다. Phase
shifter를 거친 신호는 4x4의 신호를 합산하기 위한 Power combiner로 입력된다. Power combine된 신호는 다시 저잡음 증폭기를 거치고 주파수 혼합기를 통해 저주파의 비트 주파수를 생성하며 저역 필터 및 이득제어 증폭기를 통해 ADC로 전달이 된다. ADC를 통과한 신호는Target 거리, Target 각도, Target 속도 검출을 위해 신호처리를 수행하게 된다. 신호 처리부는 제1차 FFT, 제2차 FFT를 통해 거리, 각도, 속도를 검출하게 되며 작은 RCS를 갖는 이동체를 Clutter와 식별하기 위해 데이터 처리를 수행하게 된다.
4 PA/PS
LO input
4 LNA/PS
LO input
4 Mix/BB
(레이더 송수신부 안테나 및2 x2 칩 배치도)
위 그림은 레이더 송신부의 안테나 및 칩 배치도를 나타낸 것이다. 안테나는8x8로 총 64 array가 배치된다. 각 안테나에는 PA(Power Amplifier)가 배치되며 2x2 단위로 Drive amplifier와 Phase shifter가 집적된 칩이 배치되게 된다. 각각의 2x2 단위의 칩에 LO input 단자를 통해 들어온 FMCW 신호가 H-tree로 분배되어 입력되게 된다.
위 그림은 레이더 수신부의 안테나 및 2x2 칩 배치도를 나타낸 것이다. 안테나는 8x8로 총 64 array가 배치되며 다시 4x4 단위로 4-channel로 구성된다. 또한2x2 단위로 저잡음 증폭기 (LNA), Phase shifter등이 집적된 칩이 배치가 되며 4x4 단위의 16개 신호가 H-tree로 combine된 신호가 저잡음 증폭기, 주파수 혼합기, 저역필터 및 이득 증폭기 등이 집적된 4-channel RX 칩으로 각각 입력되게 된다. 가운데의 4-channel RX 칩으로는 LO input 단자를 통해 FMCW신호가 입력되게 된다.
나. 레이더 신호처리 및 데이터 처리 핵심 알고리즘 연구 1) 레이더 신호처리 알고리즘 설계
가) FMCW 레이더 거리 산출
소형 무인이동체 탐지를 위한 레이더는 FMCW(Frequency Modulation Continuous Wave) 방식으로 동작한다. FMCW 레이더는 그림과 같이 삼각파(triangle) 또는 톱니파(sawtooth)의 파형을 대역폭 B만큼 변조시키며 이를 주기 T 단위로 송신하고 송신 신호가 표적에 의하여 반사되는 신호를 수신하여 송신 신호와 수신 신호의 차이인 비트 주파수(beat frequency, fB)를 산출하여 이로부터 표적의 거리를 계산하는 방식이다. 삼각파와 톱니파의 선택은 시스템의 운영 목적에 따라 결정되는데 본 설계에서는 톱니파 방식으로 구현한다.
(a) 삼각파 파형 (b) 톱니파 파형 (FMCW 레이더 파형의 종류와 형태)
표적의 거리 R에 의하여 수신 신호는 τ만큼의 시간 지연이 생기며 이는 비트 주파수 신호의 주파수와 관계되어 비트 주파수로부터 거리를 계산할 수 있다.
fB=fr= B T 2R
c (c : 3 x 108 m/s, 빛의 속도)
고정되어 있는 클러터 신호는 주기에 걸쳐 동일한 크기를 갖는 반면 움직이는 표적은 도플러에 의하여 주기에 따라 크기가 변하게 된다. 따라서 앞뒤 주기 간 동일 위치의 신호를 빼게 되면 클러터 신호는 제거되고 표적의 신호는 남게 된다. MTI 필터는 single delay line canceller와 double delay line canceller가 주로 사용된다.
(a) Single delay line canceller (b) Double delay line canceller
(c) MTI 필터 스펙트럼 (MTI 필터의 종류 및 스펙트럼)
스펙트럼 특성에서 볼 수 있듯이 MTI 필터는 제로 도플러 주변의 신호를 억제하고 in-band 신호는 통과시킴으로써 클러터를 억제하고 움직이는 표적은 남기게 된다. 하지만 클러터 반사신호의 크기가 아주 크거나 바람 등으로 인하여 약간의 도플러 성분을 갖게 되는 경우에는 클러터 스펙트럼이 제로 도플러에서 옆으로 퍼지게 됨으로써 MTI 필터를 사용하여도 클러터가 완벽하게 제거되지 않고 남아 있는 경우가 발생하게 된다.
MTI 처리된 데이터는 1 드웰 주기 데이터들을 누적(integration)시켜 잡음대 신호비(SNR)를 높이게 된다. 누적 방법에는 위상과 크기가 있는 복소수 데이터를 누적시키는 coherent 누적과 크기에 대해서만 누적시키는 noncoherent 누적이 있다. Coherent 누적에서는 누적 개수 N만큼 SNR이 향상되고 noncoherent 누적에서는 √N 만큼 향상되어 coherent 누적의 성능이 더 좋으나, 시스템의 coherent 특성이 좋지 않거나 표적의 움직임이 심할 경우에는 noncoherent 누적이 더 좋은 경우도 있다.
누적된 데이터에 대하여 CFAR을 수행하여 탐지된 표적의 거리를 산출한다.
탐지가 되며, K0를 크게 하면 클러터 신호가 억제되나 표적의 신호도 제거되는 경우가 생긴다.
이상적인 가우시안 잡음 환경에서는 K0를 1.5 이하까지도 사용하게 되나 클러터가 있는 환경에서는 2~3 이상의 값을 사용해야 할 수도 있다.
나) 도플러 FFT 및 속도 산출
움직이는 물체는 속도에 의한 도플러 주파수 fd를 갖게 된다.
fd=- 2v
λ (v : 속도 (m/s), λ : 파장(m))
톱니파를 사용하는 FMCW 방식에서는 1차 FFT 된 1 드웰 주기의 복소수 데이터를 transpose한 후 2차 FFT(도플러 FFT)를 수행하여 속도를 산출한다.
(도플러 FFT 과정)
1차 FFT 한 결과를 n개를 모아서 각 주파수(거리) 성분에 대하여 n포인트 FFT를 2차로 수행하면 각 거리 샘플마다 포함되어 있는 도플러 성분이 나타난다.
도플러 FFT를 수행한 후 도플러 영역에 대해서도 2차 CFAR를 수행하여 탐지된 거리에서의 속도 인덱스를 산출하게 된다. 도플러 FFT를 수행하고 나면 도플러 스펙트럼 상에서 클러터 성분은 제로 도플러 근처에 존재하게 되고, 움직이는 표적의 성분은 속도에 해당하는 도플러 성분을 갖게 된다.
따라서 도플러 FFT 후에 제로 도플러 근처의 성분을 제거하여 클러터를 제거하는 방법도 적용할 수 있다.
다) 각도 산출
표적이 존재하는 방위각(Azimuth)과 고각(Elevation)의 각도는 안테나 빔의 지향각으로 결정되며, 기본적으로 각도 정확도는 빔폭에 의해 결정된다. 만약 빔폭이 크게 되면 각도 정확도가 떨어지게 되므로 정확한 각도를 추정하기 위한 부가적인 기법이 필요할 수 있다. 레이더에서 사용되는 각도 추정 기법에는 여러 가지 기법이 있으나 모노펄스(Monopulse) 기법이나 위상비교 기법이 많이 적용된다. 본
신호처리기에서는 위상비교 기법을 적용한다.
위상비교 기법은 interferometry 라고도 하는데 떨어져 있는 여러 수신 안테나에 의한 위상 차이를 이용하여 표적의 각도를 산출하는 방법이다. 예를 들어, 2개의 안테나가 d만큼의 거리를 두고 떨어져 있다면, 표적의 입사각 θ에 의하여 두 안테나에 도달하는 신호의 시간차가 발생하고 이로 인하여 수신 신호는 위상차 ΔΦ를 갖게 된다. 입사각 θ와 위상차 ΔΦ 간에는 다음과 같은 관계식이 있다. 파장 λ와 안테나 간격 d는 알고 있는 값이므로 동일 표적에 대하여 두 안테나 간의 위상차만 측정하면 각도를 산출할 수 있다.
Δφ=2 π d λ sinθ
(위상비교 각도 산출 개념)
위상배열 안테나에서 수신 4채널을 사용할 경우에는 가로 방향의 두 채널 (예, 채널1-채널3 또는 채널2-채널4) 간 위상차를 이용하여 방위각을 산출할 수 있고, 세로 방향의 두 채널 (예, 채널1-채널2 또는 채널3-채널4) 간 위상차를 이용하여 고각을 산출할 수 있다. 수신 다채널을 사용하는 경우에는 수신 채널 간의 위상차가 각도 산출에 영향을 미치므로 채널 간 위상차를 미리 측정하여 측정된 표적의 위상차를 보정한 후 각도를 산출하게 된다. 빔을 스캔하는 경우에는 각 스캔 빔의 bore-sight를 기준으로 방위각과 고각의 옵셋각을 산출한 뒤 스캔 각도를 더하면 실제 각도가 된다.
라) 데이터 처리
신호처리를 수행한 데이터는 이후에 데이터 처리를 수행한다. 신호처리는 주기 단위와 드웰(154주기) 단위로 수행되며 주로 1차 FFT, 도플러 FFT, 클러터 필터링, CFAR를 이용한 거리 및 속도 산출, 각도 추정 등의 기능이 있다. 신호처리 알고리즘은 정형화된 방법이 주로 사용되며 논리적인 판단을 요하지 않고 고속 연산 처리를 필요로 하기 때문에 DSP, GPU, FPGA 등의 고속 프로세서에서 수행된다.
신호처리 된 데이터는 이후 CPU에서 데이터처리를 수행한다. 데이터처리는 신호처리 결과의 신뢰도 관련 부가 처리나, 스캔 단위 또는 여러 스캔에 걸쳐서 연관 및 추적, 식별 등의 기능을 수행한다.
신호처리 후 CFAR 처리 된 결과는 하나의 표적에 대해서도 몇 개의 인접 거리 셀에 대하여 탐지된 결과가 걸쳐서 생성될 수 있다. 인접한 거리 셀에 걸쳐서 탐지된 결과는 하나의 표적 신호로 간주하고 클러스터링을 통하여 하나의 표적 신호로 생성한다. 클러스터링에는 여러 가지 방법이 있으나 3~5 셀
신호처리 후 CFAR 처리 된 결과는 하나의 표적에 대해서도 몇 개의 인접 거리 셀에 대하여 탐지된 결과가 걸쳐서 생성될 수 있다. 인접한 거리 셀에 걸쳐서 탐지된 결과는 하나의 표적 신호로 간주하고 클러스터링을 통하여 하나의 표적 신호로 생성한다. 클러스터링에는 여러 가지 방법이 있으나 3~5 셀