(19)대한민국특허청(KR) (12) 공개특허 ... - ETRI 지식공유플랫폼

(19)대한민국특허청(KR) (12) 공개특허공보(A)

(51) 。Int. Cl.

H04J 11/00

(11) 공개번호 (43) 공개일자

10-2007-0061221 2007년06월13일 (21) 출원번호 10-2006-0069472

(22) 출원일자 2006년07월25일 심사청구일자 2006년07월25일

(30) 우선권주장 1020050119519 2005년12월08일 대한민국(KR)

(71) 출원인 한국전자통신연구원

대전 유성구 가정동 161번지

(72) 발명자 김태준

서울 도봉구 창2동 581-65 103호 어익수

대전 유성구 어은동 한빛아파트 102-504 정희범

대전 유성구 어은동 한빛아파트 132-506

(74) 대리인 신영무

전체 청구항 수 : 총 21 항

(54) 직교 주파수 분할 다중 방식에서 신호의 보호구간을 이용한블라인드 채널 추정 방법

(57) 요약

본 발명은 파일럿을 사용함으로써 손실된 주파수 밴드의 효율성을 높이고, 아울러 채널 제로에 민감한 점과 불안정함 그리 고 높은 복잡성을 줄이고 안정된 채널 추정 방법을 제공하기 위한 것으로, (a) N 개의 캐리어들로 이뤄진 i 번째 심볼 블록 (S_i)을 발생시키는 단계와, (b) 상기 i 번째 심볼 블록에 IFFT를 수행하여 OFDM 심볼 블록을 형성하는 단계와, (c) 상기 i 번째 OFDM 심볼 블록(U_i) 앞에 보호구간(guard interval) 샘플을 덧붙여 적어도 하나 이상의 OFDM 심볼 블록(U_i,cp)을 형성하는 단계와, (d) 상기 형성된 OFDM 심볼 블록(U_i,cp)을 채널 한정 임펄스 응답(FIR) 필터(h) 및 노이즈(v)로 모델링 하고, 채널을 통과해 수신된 신호(yi)로 채널 임펄스 응답을 추정하는 단계를 포함하는데 있다.

대표도 도 2

특허청구의 범위

청구항 1.

(a) N 개의 캐리어들로 이뤄진 i 번째 심볼 블록(S_i)을 발생시키는 단계와,

(b) 상기 i 번째 심볼 블록에 IFFT를 수행하여 OFDM 심볼 블록을 형성하는 단계와,

(c) 상기 i 번째 OFDM 심볼 블록(U_i) 앞에 보호구간(guard interval) 샘플을 덧붙여 적어도 하나 이상의 OFDM 심볼 블록 (U_i,cp)을 형성하는 단계와,

(d) 상기 형성된 OFDM 심볼 블록(U_i,cp)을 채널 한정 임펄스 응답(FIR) 필터(h) 및 노이즈(v)로 모델링하고, 채널을 통과 해 수신된 신호(yi)로 채널 임펄스 응답을 추정하는 단계를 포함하는 블라인드 채널 추정 방법.

(이때, 상기 N, i, L 는 1 이상의 정수이다.)

청구항 2.

제 1 항에 있어서,

상기 (b) 단계는 다음 수학식 1에 적용되어 이루어지는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

[수학식 1]

(이때, F_N은 N 포인트 FFT 행렬이다.)

청구항 3.

제 1 항에 있어서,

상기 (c) 단계의 OFDM 심볼 블록(U_i,cp)은 총 P=L+N개로 형성되며, P=qL, N=(q-1)L인 것을 특징으로 하는 블라인드 채 널 추정 방법.(이때, q는 2보다 큰 양의 정수이다.)

청구항 4.

제 1 항에 있어서,

상기 (d) 단계에서 수신되는 신호(yi)는 다음 수학식 4로 정의되는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

[수학식 4]

(이때, H 는 채널 행렬이고, u_i-1,q-1은 i-1번째 송신 블록의 q-1번째 하위블록의 신호이고, v_i는 i 번째 블록 노이즈 신호 백터이다.)

청구항 5.

제 4 항에 있어서,

상기 채널 행렬 H는 크기 P×(P+L)의 위 또는 아래의 삼각 토플리츠(Toeplitz) 행렬인 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

청구항 6.

제 1 항에 있어서,

상기 보호구간의 길이는 채널의 길이보다 길게 설계되는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

청구항 7.

제 1 항에 있어서,

상기 보호구간은 길이가 2L인 벡터로 다음 수학식 5 및 수학식 6으로 산출된 신호로 정의하는 것을 특징으로 하는 블라인 드 채널 추정 방법.

[수학식 5]

[수학식 6]

청구항 8.

제 7 항에 있어서, 상기 (d) 단계는

상기 수학식 5 및 수학식 6에서 산출된 신호가 채널에 통과되고 다음 수학식 7로 산출되어 채널 임펄스 응답을 추정하는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

[수학식 7]

청구항 9.

제 8 항에 있어서,

상기 채널 임펄스 응답의 추정은 상기 수학식 7에 정의한 각각의 신호 간의 교차 상관을 수행하여 얻어진 교차 상관 행렬 통하여 추정하는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

청구항 10.

제 9 항에 있어서,

상기 교차 상관 행렬(R_o)은 다음 수학식 8을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

[수학식 8]

청구항 11.

제 9 항에 있어서,

상기 교차 상관 행렬은 다음 수학식 9를 이용하여 교차 상관 행렬(R₀)을 산출하는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

[수학식 9]

(이때, 상기 P는 크기 L×L 왼쪽이동 행렬이고, 은 길이 L인 단위 칼럼 벡터이다.)

청구항 12.

제 11 항에 있어서,

상기 단위 칼럼 벡터는 첫 번째 원소만이 1이고 나머지는 0인 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

청구항 13.

제 1 항에 있어서, 상기 (d) 단계는

(d1) 상기 채널을 통과해 수신된 신호(yi)간에 교차 상관을 산출하는 단계와,

(d2) 상기 산출된 교차 상관을 동일 이득 결합(equal gain combining)하여 랭크 원(rank one) 행렬에 의한 적어도 2개 이 상의 단일 벡터를 검출하는 단계와,

(d3) 상기 구해진 랭크 원 행렬에 SVD(Singular Value Decomposition) 알고리즘을 수행하여 가장 큰 하나의 단일 벡터 를 검출하는 단계와,

(d4) 상기 검출된 단위 벡터에 차이 변조방식 또는 하나의 파일럿 캐리어를 사용하여 위상을 특정하고 채널 임펄스 응답을 추정하는 단계를 포함하는 블라인드 채널 추정 방법.

청구항 14.

제 13 항에 있어서,

상기 (d1) 단계는 다음 수학식 10을 이용하여 교차 상관이 계산되는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

[수학식 10]

청구항 15.

제 13 항에 있어서,

상기 (d2) 단계는 다음 수학식 19를 이용하여 랭크 원 행렬()^H을 구하는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

[수학식 19]

(이때, , 이다.)

청구항 16.

제 13 항에 있어서, 상기 (d2) 단계는

상기 산출된 교차 상관 중 행렬 의 첫 번째 칼럼(column)으로부터 제 1 추정치 단일 벡터를 직접 산출하는 단계와,

상기 산출된 교차 상관 중 행렬 의 마지막 로우(row) 값으로부터 제 2 추정치 단일 벡터를 직접 산출하는 단계를 포 함하는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

청구항 17.

제 16 항에 있어서,

상기 제 1 추정치 단위 벡터는 다음 수학식 11 및 수학식 12를 이용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

[수학식 11]

[수학식 12]

청구항 18.

제 16 항에 있어서,

상기 제 1 추정치 단위 벡터는 다음 수학식 13 및 수학식 14를 이용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

[수학식 13]

[수학식 14]

청구항 19.

제 17, 18 중 적어도 하나의 항에 있어서,

상기 이 의 조건을 만족하면, 다음 수학식 15를 이용하여 상기 동일 이득 결

합(equal gain combining)을 수행하는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

[수학식 15]

청구항 20.

제 13 항에 있어서,

상기 (d3) 단계는 적어도 2번 이상의 반복(iterative) SVD 알고리즘 사용하여 가장 큰 단일 벡터(singular value) 검출하 는 것을 특징으로 하는 블라인드 채널 추정 방법.

청구항 21.

제 1 항에 있어서, 상기 (d) 단계는

상기 채널을 통과해 수신된 신호(yi) 간에 교차 상관을 산출하는 단계와,

상기 산출된 교차 상관을 촐레스키 분해(Cholesky factorization) 통하여 아래 삼각 토플리치 행렬에 의한 단일 벡터를 검 출하는 단계와,

상기 검출된 단위 벡터에 차이 변조방식 또는 하나의 파일럿 캐리어를 사용하여 위상을 특정하고 채널 임펄스 응답을 추정 하는 단계를 포함하는 블라인드 채널 추정 방법.

명세서

발명의 상세한 설명

발명의 목적

발명이 속하는 기술 및 그 분야의 종래기술

본 발명은 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : OFDM) 시스템에 관한 것으로, 특히 직 교 주파수 분할 다중 방식에서 신호의 보호구간을 이용한 블라인드 채널 추정 방법에 관한 것이다.

음성, 패킷 데이터 등과 같은 다양한 형태의 통신을 제공하기 위해 무선 통신 시스템이 널리 배치되어 있다. 이들 시스템은 가용 시스템 자원을 공유함으로써 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중-엑서스 시스템일 수도 있다. 이러한 다중 -엑서스 시스템의 예로는 코드 분할 다중 엑서스(CDMA) 시스템, 시간 분할 다중 엑서스(TDMA) 시스템 및 직교 주파수 분할 다중 엑서스(OFDMA) 시스템이 있다.

이때, 상기 OFDM은 데이터를 여러 개의 비트 열로 나누고 이 비트 열을 여러 개의 반송파를 사용하여 변조하는 방식이다.

즉, OFDM 방식은 직렬 비트 열을 병렬 비트 열로 바꾸어서 각각 서로 다른 주파수의 부 반송파를 사용하여 정보를 분산시 켜 전송하는 방식인데, 하나의 반송파를 사용하여 데이터를 순차적으로 전송하는 방식보다 전송되는 신호의 간격이 길어 져서 채널의 지연시간의 영향을 덜 받게 되며 연속된 신호 사이의 간섭을 줄일 수 있어 다중경로 채널에 대해 강하다. 또한 스펙트럼의 효율을 높일 수 있으며 고속전송이 가능하여 대역폭 효율이 좋다.

따라서, 상기 OFDM 방식은 다중 경로의 시간 지연에 대한 영향을 거의 받지 않게 되므로 시간영역에서의 등화기를 필요 로 하지 않고, 적은 보호구간을 삽입함으로써 신호 사이의 간섭을 제거할 수 있다.

일반적으로 전송채널의 왜곡에 의해 생기는 인접 신호간섭이나 인접 채널간섭이 없다면, OFDM 방식에서는 부채널의 직 교성이 유지되고 수신단에서 각각의 부채널은 FFT에 의해 완전히 분리된다.

그러나 실제 상황에서는 OFDM 신호의 스펙트럼이 한정된 밴드가 아니므로 다중 경로와 같은 선형 왜곡으로 인하여 각 부 채널의 에너지가 인접 채널로 퍼지게 되어 인접신호간섭이 발생하는 원인이 된다. 이러한 문제를 해결하기 위해 반송파의 수 또는 신호 주기를 증가시키는 방법이 있으나, 반송파의 안정성, 도플러 시프트 및 FFT의 크기 때문에 그 구현이 어렵 다. 이를 위해 OFDM 신호에 보호구간을 삽입하는 것이다.

도 1 은 종래기술에 따른 OFDM 시스템에서 보호구간을 삽입하여 블라인드 채널을 추정하는 방법을 설명하기 위한 도면 으로, OFDM 각각의 심볼은 2개의 부분, 즉 실제의 신호구간(10)과 보호구간(20)으로 구성된다. 이때, 상기 보호구간(20) 의 경우 신호의 마지막 부분을 신호의 시작부분으로 붙여줌으로써 만들어진다.

도 1을 참조하여 설명하면, OFDM 신호 전송에서 i 번째 심볼 블록 안의 k 번째 캐리어를 라고 했을 때, N 개의 캐리 어들로 이뤄진 i 번째 심볼 블록은 의 칼럼(column) 벡터로 표현 된다.

이때, 각각의 심볼 은 알려진 대부분의 변조 방식(BPSK, PSK, QAM, DPSK,...)에서와 같이 통계적으로 서로 상관 이 없으며(uncorrelated), 제로(zero) 평균, 독립적(independent), 균등 분포 (identically distributed), 그리고 1의 베리 언스를 가진다.

이때, OFDM 시스템에서 i 번째 심벌 블록 는 N 포인트 IFFT를 통하여 시간 도메인의 신호 (10)으로 변조된다. 이때의 시간 도메인 신호 (10)은 다음 수학식 1과 같이 표현된다.

상기 수학식 1에서 F_N은 N 포인트 FFT 행렬을 나타내며 각각의 원소는 이고 (n : row 인덱스, k : 칼

럼 인덱스 ), 와 같다.

그 후, L 개의 보호구간(guard interval) 샘플(20)들이 i 번째 OFDM 심볼 블록 앞에 카피(copy)를 통해 덧붙여져서 (prefix) 총 P=L+N 개의 OFDM 심볼 블록 (30)을 형성하며, 여기서 보호구간 안의 샘플은 다음 수학식 2를 만족한 다.

하지만, 상기 OFDM 시스템은 채널 추정을 위해 파일럿을 사용하게 되면서 주파수 밴드의 효율성을 떨어뜨리는 결과를 초 래 하였다. 즉, 최근 표준화를 마친 IEEE 802.16e의 채널 할당 방식 중 PUSC(Partial Usage of the SubChannel)의 경우 원하는 성능을 얻기 위해 6 개의 캐리어당 1 개의 파일럿을 사용함으로써 시스템의 효율을 저하 시키게 되었다.

이에 따라 원하는 처리량(throughput)이 계속 늘어남에 따라 이와 비례하여 파일럿의 수도 늘어 날 것이어서, 결과적으로 주파수 밴드의 효율성을 더욱 떨어뜨리는 결과를 초래하게 될 것이다. 그래서 파일럿을 사용하는 방식의 그 한계에 부딪히 게 된다.

따라서 주파수 밴드의 효율성을 높이기 위한 방법으로 파일럿을 사용하지 않고 OFDM 심볼 블록 내부에서 반복되는 보호 구간 내에 싸이클릭 프리픽싱을 삽입하여 채널을 추정하는 블라인드(blind) 채널 추정 알고리즘들이 공지 되고 있다.

발명이 이루고자 하는 기술적 과제

이상에서 설명한 종래 기술에 따른 블라인드 채널 추정 방법은 다음과 같은 문제점이 있다.

첫째, 지금까지 공지된 블라인드 채널 추정 방식들은 채널 제로에 매우 민감하며, 또한 불안정한 특성을 가지고 있어서 안 정적이고 정확도가 높은 채널 추정이 불가능하다.

둘째, 어느 정도 안정적이고 정확도를 갖는 블라인드 채널 추정 방식인 경우에는 매우 높은 복잡도를 가지고 있기 때문에 실제 적용에 있어 블라인드 채널 추정에 사용되는데 어려움이 있다.

따라서 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 안출한 것으로서, 파일럿을 사용함으로써 손실된 주파수 밴드의 효 율성을 높이고, 아울러 채널 제로에 민감한 점과 불안정함 그리고 높은 복잡성을 줄이고 안정된 채널 추정 방법을 제공하 는데 그 목적이 있다.

본 발명의 다른 목적은 보호구간의 싸이클릭 프리픽싱을 사용하여 얻어낸 2개의 교차 행렬로부터 직접적으로 채널을 추정 하여 채널 제로에 대한 자유도를 높일 수 있는 방법을 제공하는데 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 채널 제로의 영향 없이 동일 이득 결합과 랭크(rank) 원(one) 행렬에 대한 SVD(Singular Value Decomposition)를 사용하는 안정적인 방법으로 채널의 임펄스 응답을 추정하는 방법을 제공하는데 있다.

발명의 구성

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 직교 주파수 분할 다중 방식에서 신호의 보호구간을 이용한 블라인드 채널 추정 방법의 특징은 (a) N 개의 캐리어들로 이뤄진 i 번째 심볼 블록(S_i)을 발생시키는 단계와, (b) 상기 i 번째 심볼 블록에 IFFT를 수행하여 OFDM 심볼 블록을 형성하는 단계와, (c) 상기 i 번째 OFDM 심볼 블록(U_i) 앞에 보호구간(guard interval) 샘플을 덧붙여 적어도 하나 이상의 OFDM 심볼 블록(U_i,cp)을 형성하는 단계와, (d) 상기 형성된 OFDM 심볼 블 록(U_i,cp)을 채널 한정 임펄스 응답(FIR) 필터(h) 및 노이즈(v)로 모델링하고, 채널을 통과해 수신된 신호(yi)로 채널 임펄 스 응답을 추정하는 단계를 포함하는데 있다.

바람직하게 상기 (b) 단계는 다음 수학식 1에 적용되어 이루어지는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 (c) 단계의 OFDM 심볼 블록(U_i,cp)은 총 P=L+N개로 형성되며, P=qL, N=(q-1)L인 것을 특징으로 한다.

(이때, q는 2보다 큰 양의 정수이다.)

바람직하게 상기 (d) 단계에서 수신되는 신호(yi)는 다음 수학식 4로 정의되는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 채널 행렬 H는 크기 P×(P+L)의 위 또는 아래의 삼각 토플리츠(Toeplitz) 행렬인 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 보호구간의 길이는 채널의 길이보다 길게 설계되는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 보호구간은 길이가 2L인 벡터로 다음 수학식 5 및 수학식 6으로 산출된 신호로 정의하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 (d) 단계는 상기 수학식 5 및 수학식 6에서 산출된 신호가 채널에 통과되고 다음 수학식 7로 산출되어 채 널 임펄스 응답을 추정하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 채널 임펄스 응답의 추정은 상기 수학식 7에 정의한 각각의 신호 간의 교차 상관을 수행하여 얻어진 교차 상관 행렬 통하여 추정하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 교차 상관 행렬(R_o)은 다음 수학식 8을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 교차 상관 행렬은 다음 수학식 9를 이용하여 교차 상관 행렬(R₀)을 산출하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 단위 칼럼 벡터는 첫 번째 원소만이 1이고 나머지는 0인 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 (d) 단계는 (d1) 상기 채널을 통과해 수신된 신호(yi)간에 교차 상관을 산출하는 단계와, (d2) 상기 산출 된 교차 상관을 동일 이득 결합(equal gain combining)하여 랭크 원(rank one) 행렬에 의한 적어도 2개 이상의 단일 벡터 를 검출하는 단계와, (d3) 상기 구해진 랭크 원 행렬에 SVD(Singular Value Decomposition) 알고리즘을 수행하여 가장 큰 하나의 단일 벡터를 검출하는 단계와, (d4) 상기 검출된 단위 벡터에 차이 변조방식 또는 하나의 파일럿 캐리어를 사용 하여 위상을 특정하고 채널 임펄스 응답을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 (d1) 단계는 다음 수학식 10을 이용하여 교차 상관이 계산되는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 (d2) 단계는 다음 수학식 19를 이용하여 랭크 원 행렬(^H)을 구하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 (d2) 단계는 상기 산출된 교차 상관 중 행렬 의 첫 번째 칼럼(column)으로부터 제 1 추정치 단일 벡 터를 직접 산출하는 단계와, 상기 산출된 교차 상관 중 행렬 의 마지막 로우(row) 값으로부터 제 2 추정치 단일 벡터 를 직접 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 제 1 추정치 단위 벡터는 다음 수학식 11 및 수학식 12를 이용하여 계산되는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 제 1 추정치 단위 벡터는 다음 수학식 13 및 수학식 14를 이용하여 계산되는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 이 의 조건을 만족하면, 다음 수학식 15를 이용하여 상기

동일 이득 결합(equal gain combining)을 수행하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 (d3) 단계는 적어도 2번 이상의 반복(iterative) SVD 알고리즘 사용하여 가장 큰 단일 벡터(singular value) 검출하는 것을 특징으로 한다.

바람직하게 상기 (d) 단계는 상기 채널을 통과해 수신된 신호(yi) 간에 교차 상관을 산출하는 단계와, 상기 산출된 교차 상 관을 촐레스키 분해(Cholesky factorization) 통하여 아래 삼각 토플리치 행렬에 의한 단일 벡터를 검출하는 단계와, 상기 검출된 단위 벡터에 차이 변조방식 또는 하나의 파일럿 캐리어를 사용하여 위상을 특정하고 채널 임펄스 응답을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 목적, 특성 및 이점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.

본 발명에 따른 OFDM에서 신호의 보호구간을 이용한 블라인드 채널 추정 방법의 바람직한 실시예에 대하여 첨부한 도면 을 참조하여 설명하면 다음과 같다. 이때, 도 1에서 나타내고 있는 것과 같이 실제 OFDM 시스템에서 보호구간의 길이는 총 FFT 길이 N의 분수 배 (N/a, 여기서 a는 정수)로 정의하는 것이 일반적이다. 따라서 설명의 효율을 높이기 위해서, 본 발명에서는 P=qL, N=(q-1)L(여기서, q는 2보다 큰 양의 정수)과 같이 가정한다.

이에 따라, 도 1의 (30)은 아래 수학식 3과 같이 총 q개이면서 각각의 길이가 L인 하위 블록으로 나눠 질 수 있으며, 이를 도 2에서 나타내고 있다.

상기 수학식 3에서 보호구간은 싸이클릭 프리픽싱(cyclic prefixing)에 의해서 생성 되므로 하위 블록 (500) 이 성립하게 된다.

또한 채널은 한정 임펄스 응답(FIR) 필터, ,와 노이즈 v로 모델링 된다.

이때, 상기 채널 한정 임펄스 응답의 길이는 M으로 가정하며, OFDM 시스템의 보호구간은 채널의 길이보다 길게, 즉, M≤L이 되도록, 설계가 된다. 이는 이 됨을 의미한다.

따라서 상기 채널은 도 3에서 나타내고 있는 크기 P×(P+L)의 토플리츠(Toeplitz) 행렬이며, 이것의 첫 번째 칼럼은 이고, 첫 번째 로우(row)는 에 해당하는 행렬이다.

따라서, 채널을 통과하고 수신한 i 번째 블록은 다음 수학식 4와 같이 표현 될 수 있다.

상기 수학식 4에서 은 i-1 번째 송신 블록의 q-1 번째 하위 블록의 신호를 의미하며,

는 i번째 블록 노이즈 신호 벡터를 의미하며, 샘플 은 콤플렉스 가우시안 백색 잡음으로서 제로 평균, 노이즈 파워 의 베리언스를 가진다.

이와 같이 제안하는 블라인드 채널 추정 기법은 기본적으로 OFDM 심볼 블록 내부에서 반복되는 보호구간의 정보를 활용 하는 것이다. 이를 위하여 도 4, 5 과 같은 아래 삼각 토플리츠 행렬 과 위 삼각 토플리츠 행렬 을 정의한다.

또한 상기 보호구간 길이가 2L인 벡터를 송신하고자 하는 신호로부터 다음 수학식 5와 같이 정의한다(100)(200).

마찬가지로 다음 수학식 6과 같이 정의한다(300)(400).

상기 수학식 5, 6의 신호는 각각 채널을 통과하여 수신단에서 d=0,L-1에 대해서 다음 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.

여기에서 제안하는 블라인드 채널 추정 기법은 와 간의 교차 상관을 통하여 상관 행렬을 구하고 방 식에 기초를 두고 있다. 따라서 d = 0일 때의 교차 상관 행렬을 일 때의 교차 상관 행렬을 로 정의 하게 되면 교차 상관이 이뤄 진 후 결과로 얻은 교차 상관 행렬에 대한 기댓값들은 다음 수학식 8과 수학식 9와 같이 표현 할 수 있다.

여기서 행렬 P는 크기 L×L 왼쪽 이동(left shifting) 행렬로서 도 6과 같이 정의 된다. 또한, 는 길이 L인 단위 칼럼 벡 터로써 첫 번째 원소만이 1이고 나머지는 0이다.

상기 수학식 8, 9에서 볼 수 있는 것과 같이 자기 상관이 아닌 교차상관에 의해 상관 행렬을 구하면 이론적으로 노이즈 파 워 에 의한 영향이 사라짐을 볼 수 있다. 이에 따라 교차 상관에 의해서 노이즈에 강인해 짐을 알 수 있다.

실제 적용에 있어서 은 다음 수학식 10과 같이 B개의 심볼 블록에 대해서 평균을 취함으로써 추정할 수 있다.

상기 수학식 10에서 주어진 으로부터 채널의 임펄스 응답을 추정하는 방법은 여러 가지 방식이 가능하다.

다음 방법들에 의해서 최종적으로 얻게 되는 채널 임펄스 추정치를 로 정의 한다.

첫 번째 방식은 주어진 으로부터 가장 간단하게 채널 임펄스 응답을 추정하는 방법으로서 각각 의 첫 번째

칼럼으로부터 추정치 을 직접 얻어 내는 방법과 의 마지막 로우 값으로부터 추정치 을 직접 얻어내는 방법이 다. 이는 의 첫 번째 칼럼이 수학식 11과 같기 때문에 위상에 대한 모호함을 가지면서 을 다음 수학식 12와 같이 추 정 할 수 있다.

위와 마찬가지 방법으로 의 마지막 로우가 수학식 13과 같기 때문에 위상에 대한 모호함을 가지면서 을 다음 수 학식 14와 같이 추정할 수 있다.

상기 수학식 12, 14에 존재하는 위상의 모호함은 송신단에서 차이 변조방식(differential modulation)이나 하나의 파일럿 캐리어를 사용하여 제거 될 수 있다.

여기서, 수학식 12, 14의 결과를 함께 결합할 수 있으면 추정 채널 임펄스 응답의 정확도를 더 높일 수 있다.

다음으로 상기 수학식 12, 14의 결과에 대해서 동일 이득 결합(equal gain combining)을 수행함으로써 아래 수학식 15와 같은 결과를 얻을 수 있다.

하지만, 상기 수학식 11~15의 방법은 의 값이 0이 아니라는 가정이 반드시 만족을 하여야만 한다. 또한 의 값 중 어느 한 값이 0에 가까운 경우 수학식 12, 14를 수행하는 과정에서 에러가 매우 크게 증폭되기 때문에 결과적으로 수학식 15를 통하여 얻은 값은 부정확한 채널 임펄스 응답을 추정하게 된다.

따라서 위의 첫 번째 방식은 다음 수학식 16의 조건을 만족한 경우에 사용할 수 있는 방식이다.

만약, 만이 수학식 16의 조건을 만족하는 경우는 상기 수학식 11~12의 방식을 사용하며, 만이 수학식 16의 조건 을 만족하는 경우는 상기 수학식 13~14의 방식을 사용해야 한다.

또 다른 가능한 방법은 촐레스키 분해(Cholesky factorization)를 통하여 을 얻어내는 방법이다.

H₁은 도 4 와 같이 아래 삼각 토플리츠 행렬이기 때문에 로부터 촐레스키 분해를 통하여 채널 임펄스 응답의 추정을 쉽게 얻어 낼 수 있다.

즉, 상기 수학식 10으로부터 근사한 을 촐레스키 분해하게 되면 H₁에 근사한 아래 삼각 토플리츠 행렬 (H₁에 대한

추정치)를 얻을 수 있으며, 이 경우 의 첫 번째 칼럼이 위상의 모호함을 가지고 있는 값으로 나타나게 된다. 하지 만, 촐레스키 분해의 적용이 가능하기 위해서는 가 항상 확실히 명학(positive definite)해야만 가능하다.

따라서 에 작은 노이즈가 존재해도 불명확(non-positive definite) 해지기 때문에 촐레스키 분해는 적용 도중 발산하 게 된다. 따라서 촐레스키 방식은 실제 시스템에 사용하기에는 불가능 하다.

두 번째 방식은 을 동시에 사용하면서 안정적으로 채널 추정치 을 구해내는 방식이다. 이는 상기 수학식 16 의 가정이 필요 없으며 이 확실히 명확해야 한다는 가정도 필요가 없다.

본 발명에서 제안하는 두 번째 방식은 다음 수학식 17, 18과 같은 연산을 수행하여 을 얻어 내는 것이다.

그리고 상기 수학식 17, 18로부터 얻은 결과를 아래 수학식 19와 같이 동일 이득 결합(equal gain combining)함으로써 와 의 외부 결과(outer product)에 해당하는 행렬을 구해 낼 수 있다. 즉 랭크 원(rank one) 행렬을 구해 낼 수 있 다.

이 방식을 상세히 설명하기 위해 도 4와 같이, H₁의 j 번째 칼럼을 라 놓고, 도 5와 같이 H₂의 j 번째 칼럼을 라 놓는다.

그러면 상기 수학식 17은 수학식 8과의 관계를 통하여 볼 때 다음 수학식 20의 계산과 같다.

상기 수학식 20에서 다음 수학식 21이 성립한다.

따라서 상기 수학식 21에 의해서 수학식 20의 계산은 결과적으로 만이 남게 된다.

마찬가지로 수학식 18은 수학식 9와의 관계를 통하여 다음 수학식 22의 계산과 같다.

그리고 또한 상기 수학식 22에서 다음 수학식 23이 성립한다.

따라서 상기 수학식 23에 의해서 수학식 22의 계산은 만이 남게 된다.

이와 같이 얻은 수학식 17과 18의 결과에 수학식 19와 같이 동일 이득 결합(equal gain combining)을 수행하게 되면 을 추정하면서 발생한 에러를 줄일 수 있게 된다.

이때 상기 수학식 19의 결과(랭크 원 행렬)로부터 을 얻기 위해서 SVD (Singular Value Decomposition)를 수행 한 다.

즉, 수학식 19의 행렬은 정방 행렬이면서 에르미트(Hermitian) 행렬이기 때문에 실제로 주요한(값이 큰) 하나의 단일값 (singular value)을 갖고 나머지는 모두 제로의 값을 갖는다. 따라서 반복(iterative) SVD 알고리즘(예를 들면, 조코비 (Jocobi) SVD)을 사용할 경우 1~2번의 반복만으로도 가장 큰 단일값에 속하는 단일 벡터(singular vector)를 얻어낼 수 있다.

여기서 얻은 단일 벡터(singular vector)가 의 값이 된다.

이렇게 얻은 안의 위상의 모호함은 송신단에서 차이 변조방식(differential modulation)이나 하나의 파일럿 캐리어를 사용하여 제거될 수 있다.

이처럼 위에서 보인 두 가지 방식 중 첫 번째 방식은 수학식 16의 조건을 만족한 경우에 수학식 11~15를 통하여 추정하며, 만약, 만이 수학식 16의 조건을 만족하는 경우는 수학식 11~12의 방식을 사용하며, 만이 수학식 16의 조건을 만족하는 경우는 수학식 13~14의 방식을 사용해야 한다.

그리고 상기 기술한 조건에 모두 만족하지 않을 경우에는 사용하지 못한다.

또한, 두 번째 방식은 복잡도를 희생하고 안정적이고 높은 정확도로 채널을 추정할 수 있다.

이상에서와 같이 상세한 설명과 도면을 통해 본 발명의 최적 실시예를 개시하였다. 용어들은 단지 본 발명을 설명하기 위 한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다.

그러므로 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해 할 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

발명의 효과

이상에서 설명한 바와 같은 본 발명에 따른 직교 주파수 분할 다중 방식에서 신호의 보호구간을 이용한 블라인드 채널 추 정 방법은 기존의 OFDM 송신기에서 변화하는 것이 없으며, 제안된 방법들은 실제 시스템에 적용이 가능한 저 복잡도 블 라인드 채널 추정 알고리즘 들이며, 채널 제로에 영향이 없으며 안정적이다. 또한 세미-블라인드(semi-blind) 방식으로의 확장성을 가지고 있다.

또한 랭크 온(rank one) 행렬에 대한 SVD는 실제 적용에 있어서 적은 복잡도 이기 때문에 실제 블라인드 채널 추정에 사 용 될 수 있다.

도면의 간단한 설명

도 1 은 OFDM 시스템에서 보호구간 내에 싸이클릭 프리픽싱을 삽입하여 채널을 추정하는 방법을 설명하기 위한 도면 도 2 는 본 발명에 따른 OFDM 시스템에서 보호구간 내에 싸이클릭 프리픽싱을 삽입하여 채널을 추정하는 방법을 설명하 기 위한 도면

도 3 은 본 발명에 따른 OFDM 시스템에서 보호구간 내의 채널 행렬의 토플리츠 구조를 나타낸 도면 도 4 는 본 발명에 따른 OFDM 시스템에서 보호구간 내의 아래 삼각 토플리츠 행렬의 구조를 나타낸 도면

도 6 은 본 발명에 따른 OFDM 시스템에서 보호구간 내의 왼쪽 이동 행렬의 구조를 나타낸 도면

*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 10 : 신호구간 20 : 보호구간

30 : OFDM 심볼 블록

100, 200, 300, 400 : 보호구간 길이가 2L인 벡터 500 : 싸이클릭 프리픽싱(cyclic prefixing)의 하위 블록 도면

도면1

도면2

도면3

도면4

도면5

도면6