Single-Stage AC/DC Converter for Wireless Power Transfer Operating With Robustness in Wide Air Gaps

https://doi.org/10.6113/TKPE.2021.26.2.141

1. 서 론

AGV 무인운반차(Automated Guided Vehicle)는 편리 성과 작업 연속성을 위해 유선충전시스템에서 무선전력 전송(Wireless Power Transfer, WPT) 충전시스템으로 적용이 확대되고 있고, 이에 대한 기술개발이 진행되고 있다^[1],[2].

기존 AGV에 적용된 무선전력전송 충전시스템은 그 림 1에 나타낸 바와 같이 단상교류전원(VAC: 220Vrms)을 입력받아 입력역률개선을 위한 PFC(Power Factor Correction) AC/DC 컨버터와 무선전력전송을 위한 직렬 -직렬 보상회로(Series-series compensation circuit, SS) 를 갖는 절연된 DC/DC 컨버터 및 비접촉변압기(loosely

coupled transformer) 1, 2차측 권선간 커플링에 따른 이 득특성 변화에 대응하여 배터리 충전(Vo: 39-54VDC)을 위한 안정화전원인 Buck 또는 Buck-Boost 컨버터로 구 성되어 있다^[3]. 이러한 회로구성은 각 컨버터마다 전력 손실 발생으로 고효율 달성이 어렵고, AGV 무인운반차 2차측 수신단에 적용된 동기정류제어 강압형 Buck 컨버 터 중량 증가로 경량화 및 집적화에 한계성을 갖는다.

따라서 절연형 WPT DC/DC 컨버터 앞단에 적용된 입 력역률개선을 위한 PFC AC/DC 컨버터 출력전압(VLink) 을 가변 제어하여 2차측 수신단에 적용된 동기제어 강 압형 Buck 컨버터를 적용하지 않기 위한 노력을 하고 있지만, PFC AC/DC 컨버터의 하드스위칭동작에 따라 승압전압이 상승할수록 스위칭손실에 의한 효율 저감 등 단점을 갖는다^[4],[5].

특히 무선전력전송을 위해 적용된 직렬-직렬(SS) 보 상회로를 갖는 절연된 DC/DC 컨버터는 그림 1에 나타 낸 바와 같이 비접촉 변압기 1, 2차측 권선 간의 공극변 화(air-gap: 40-60mm) 및 정렬(misalignment: 0-20mm) 에 따라 커플링에 의한 공진특성이 크게 변화한다. 따라 서 가변스위칭 주파수제어 동작보다는 소프트스위칭동 작을 위해 최소 공극(50mm) 및 정렬(0mm) 조건에서

넓은 공극에서 강인성을 가지고 동작하는 단일전력단 무선전력전송 교류-직류 컨버터

우정원¹, 장기찬¹, 김민지¹, 김은수^✝

Single-Stage AC/DC Converter for Wireless Power Transfer Operating With Robustness in Wide Air Gaps

Jeong-Won Woo¹, Ki-Chan Jang¹, Min-Ji Kim¹, and Eun-Soo Kim^✝

Abstract

In the field of electric vehicles and AGVs, wireless power transfer (WPT) charging systems have been developed recently because of its convenience, reliability, and positive environmental impact due to cable and cord elimination. In this study, we propose a WPT charging system using a single stage AC-DC converter that can be reduced in size and weight and thus can ensure convenience. The proposed single-stage AC-DC converter can control a wide output voltage (36-54 VDC) within coupling ranges by using the variable link voltage applied to the WPT resonant circuit through phase-shifted modulation at a fixed switching frequency.

Moreover, the input power factor and total harmonic distortion can be improved by using the proposed converter. A 1 kW prototype that can operate with an air gap range of 40-50 mm is fabricated and validated through experimental results and analysis.

Key words: WPT (Wireless Power Transfer), Single stage AC/DC converter, Series-series compensation circuit

Paper number: TKPE-2021-26-2-10

Print ISSN: 1229-2214 Online ISSN: 2288-6281

✝Corresponding author: [email protected], Dept. of Electrical

& Electronics Eng., Jeonju University, Korea Tel: +82-63-220-2906 Fax: +82-63-220-2056

1Dept. of Electrical & Electronics Eng., Jeonju University, Korea

Manuscript received Jan. 26, 2021; revised Feb. 8, 2021;

accepted Feb. 14, 2021

─ 본 논문은 2020년 추계학술대회 우수논문상 수상논문임

(a)

(b)

Fig. 1. (a) Conventional main circuit for WPT AGVs charging system, (b) WPT DC/DC converter gain characteristics due to the air-gab.

부하변동에 따른 이득특성변화가 크지 않은 비접촉변압 기 1, 2차측 누설인덕턴스(Ll1, Ll2)와 이를 보상하기 위 한 공진커패시터(Cr1, Cr2)가 적용된 직렬-직렬 보상회로 에 튜닝된 고정된 일정 스위칭주파수(f2)에서 동작한다.

하지만, 비접촉 변압기 1, 2차측 권선 간 공극변화가 보다 클 경우(60mm)는 결합계수(coupling coefficient)인 커플링(k)이 좋지 않아 비접촉변압기 1, 2차측 누설인덕 턴스(Ll1, Ll2) 증가로 인해 직렬-직렬 보상회로에서의 공 진주파수가 낮은 공진주파수(f1)로 이동하기 때문에 고 정 스위칭주파수(f2)에서 동작을 하더라도 이득특성이 낮아질 뿐 수신단 정류후단에 안정화전원인 BM DC/DC 컨버터 적용으로 인해 제어 동작상 큰 문제가 되지 않 는다. 그렇지만, 비접촉 변압기 1, 2차측 권선 간 공극이 40mm로 작아질 경우 커플링(k)이 개선되어 비접촉변압 기 1, 2차측 누설인덕턴스(Ll1, Ll2)값이 작아져 직렬-직 렬(SS) 보상회로 공진주파수(f3)가 높은 주파수로 이동 하게 된다. 이때 고정된 스위칭주파수(f2)에서 동작하는 무선전력전송을 위한 DC/DC 컨버터단 단자(a-b)에 인가 된 전압(VP)에 비하여 공진전류(IP)가 앞선 전류(leading current)가 흘러 풀-브리지 스위칭소자(Q1-Q4)의 역병렬 다이오드 역회복특성(reverse recovery characteristics) 에 의한 단락전류로 인해 하드스위칭으로 동작하게 되 어 시스템이 불안정하고, 적용하기 힘든 상황에 이를 수 있다.

본 논문에서는 입력역률개선을 위한 PFC AC/DC 컨 버터와 무선전력전송을 위한 절연형 DC/DC 컨버터 및 배터리 충전 제어를 위한 BM DC/DC 컨버터로 구성된

(a) The proposed single stage WPT converter

(b) Operating waveforms of gate signals (Q1-Q4), boost inductor currents (L_B1, L_B2), the primary/secondary voltage

(V_P/V_S) and current (I_P/I_S)

(c) AC line input voltage/current (VAC, Ia) and boost inductor current (I_B1, I_B2) waveforms

Fig. 2. The proposed single stage AC/DC converters for WPT and its operating waveforms.

기존 3단계 무선전력전송 충전시스템 주회로를 집적화 및 경량화를 위해 그림 2(a)에 나타낸 것처럼 하나로 통 합된 단일전력단 AC/DC 컨버터 주회로를 제안하였다^[6]. 제안된 컨버터의 스위칭동작은 고정된 일정 스위칭주파 수에서 위상제어(Dp: phase-shifted modulation) 동작에 따라 무선전력전송을 위한 1차측 공진회로단(a-b)에 가 변링크전압(VLink/4)에 따른 50% 듀티의 구형파전압(VP) 이 인가되어 동작된다.

따라서 비접촉변압기 1, 2차측 권선 사이 큰 공극변화 를 갖는 무선전력전송 공진회로단(a-b)에 항상 구형파전 압(VP)이 인가됨에 따라 비접촉변압기(T) 1차 권선에는 부하전류 및 자화전류가 흐르고 스위칭 전이(switching transition) 동작 시 이들 전류에 의해 모든 입력전압 및 부하조건에서 소프트스위칭 동작이 가능하여 효율이 개 선된다. 특히 앞서 언급된 공극변화(40-60mm)에 따른 직렬-직렬보상회로의 공진특성 변화에 의해 앞선 전류

가 흐를 경우에도 승압인덕터(LB1, LB2)의 리셋전류에 의 한 승압인덕터전압(VLB1, VLB2)과 입력필터커패시터(CFa, CFb) 전압(VAC/2)의 합 전압에 의해 풀-브리지 스위칭소 자(Q2, Q3) 역병렬다이오드에 부전류가 흐르지 않도록 역바이어스 되고, 항상 소프트스위칭 동작이 되어 공극 변화에 강인성을 갖고 동작된다. 또한 위상제어(Dp)에 따른 링크전압(VLink) 제어에 의해 넓은 출력전압(Vo) 제 어범위에서 동작할 수 있다.

제안된 무선전력전송을 위한 단일전력단 AC/DC 컨버 터의 동작특성을 분석하기 위해 1kW 최대출력용량에서 비접촉변압기 1, 2차측 공극(air-gap: 40-60mm) 및 정 렬(misalignment: 0-20mm)에 따른 커플링변화 범위 내 에서 요구된 출력전압제어 범위(Vo: 39-54VDC)를 갖고 동작할 수 있도록 승압인덕터(LB1, LB2)를 설계 적용하였 고, 무선전력전송시스템(WTP)에 있어서 위상제어(Dp)에 의한 공진탱크회로의 직렬-직렬 보상회로(SS)에 대한 이득특성을 분석하여 1kW 시제품제작 및 실험을 통해 적용 가능성을 검증하였다.

2. 무선전력전송을 위한 단일전력단 교류-직류 (AC/DC) 컨버터 동작특성분석

2.1 무선전력전송 단일전력단 AC/DC 컨버터 동작모드 무선전력전송 충전시스템을 위한 단일전력단 AC/DC 컨버터는 입력필터(LFa/LFb, CFa/CFb) 및 승압인덕터 (LB1/LB2), 입력정류다이오드, 링크커패시터(C1, C2) 및 순 환다이오드(D1, D2), 주스위칭소자(Q1-Q4)로 구성되며, 무 선전력전송을 위한 1, 2차측 커플러변압기의 누설인덕턴 스(Ll1, Ll2)와 자화인덕턴스(Lm1, Lm2) 및 공진커패시터 (Cr1, Cr2)를 포함하며, 이에 대한 회로 및 동작파형들을 그림 2에 나타냈다. 단상 AC전원(VAC)의 입력역률(PF) 및 전고조파왜형율(THDi)을 개선하기 위해 입력 AC전 원단에 필터커패시터(CFa/CFb)와 필터인덕터(LFa/LFb)가 연결되어 있고, 승압인덕터(LB1, LB2)가 입력정류다이오드 앞단에 연결되어 있다. 특히 정류단 링크 전압(VLink)을 낮추기 위해 그림 2(a)에 나타낸 것처럼 필터커패시터 (CFa/CFb)의 중성점을 주스위칭소자 Q2소스와 Q3드레인 사이에 연결되어 있다.

주회로 구성 동작모드를 검토하면 그림 2(b)와 그림 3(a) 및 그림 3(b)와 그림 3(f)에 나타낸 것처럼 동작모드 구간(t0-t2, t5-t7)에 Q1/Q2 및 Q3/Q4가 동시에 턴-온 동작 시 승압인덕터(LB1/LB2)에 단상 AC전압(VAC)의 1/2이 인 가되고, 에너지가 축적된다. 그림 3(d)에 나타낸 동작모 드구간(t3-t4, t8-t9) 주 스위칭소자 Q1(또는 Q4)이 턴-오 프 되면 승압인덕터(LB1/LB2)에 축적된 에너지는 필터커 패시터(CFa/CFb)와 입력정류다이오드, 링크커패시터(C1/C2), 순환다이오드(D1/D2) 및 스위칭소자(Q2/Q3)의 경로로 리 셋되며 불연속모드로 동작하며 그림 2(c)에 나타낸 것

(a)

(b)

(c)

(d)

(e)

(f)

Fig. 3. Operating modes of proposed converter. (a) t0-t1, (b) t1-t2, (c) t2-t3, (d) t3-t4, (e) t4-t5, (f) t5-t6.

처럼 입력역률이 개선된다. 또한 절연된 직류-직류 (DC/DC) 전력변환을 위해 비접촉변압기 1차측 및 2차측 권선에 공진커패시터 (Cr1, Cr2)가 각각 연결된 직렬-직렬 보상회로를 적용하였으며, 일정 스위칭주파수에서 주스 위칭소자(Q1-Q4)의 위상제어(Dp) 동작에 의해 1차측 공 진회로부 양단(a-b)에 VLink/4 가변링크전압이 인가되는 하프-브리지 동작에 따라 구형파 전압(VP)이 인가되고, 커플러 2차측에 이득특성에 따른 전압이 전달된다. 따라 서 제안된 단일전력단 AC/DC 컨버터는 기존 Pulse Width Modulation(PWM) 스위칭동작에 의한 단일전력 단 AC/DC 컨버터^[7],[8]와 달리 그림 3(c)와 그림 3(e)에 나타낸 스위칭전이 구간(t2-t3, t4-t5) 1차측 스위칭소자 (Q1-Q4)들이 모든 입출력전압 및 부하 조건에서 영전압 스위칭(ZVS) 동작이 가능하며, 수신단 2차측 정류다이오 드 또한 소프트스위칭 동작된다. 뿐만 아니라 넓은 출력 전압에 대응하기 위해 위상제어(Dp)를 통해 입력 PFC단 링크전압(VLink)을 승압 제어함으로 넓은 출력전압(Vo)을 제어할 수 있다.

2.2 입력단 승압인덕터 설계 및 링크전압 분석 무선전력전송시스템에 적용된 단일전력단 AC/DC 컨 버터는 AC/DC 컨버터 및 DC/DC 컨버터 2단 구성의 전 력변환회로와 달리 주스위칭소자(Q1-Q4)의 위상제어(Dp) 를 통해 입력역률개선 PFC단과 직렬-직렬(SS) 공진탱크 보상회로가 적용된 절연된 DC/DC단을 동시에 제어한다.

따라서 DC/DC단 출력전압(Vo) 제어를 위한 위상제어 (DP)만으로 입력역률(PF)을 개선하기 때문에 PFC단 승 압인덕터(LB1, LB2)는 전류제어가 필요한 Continuous Conduction Mode(CCM), Critical Conduction Mode(CRM) 전류모드제어가 아닌 그림 4에 나타낸 것처럼 전류불연 속모드(Discontinuous Conduction Mode, DCM)로 제어 동작되도록 설계 적용해야 한다.

그림 4에 나타낸 것처럼 60Hz 교류입력전압(VAC)의 정(positive) 구간에서 PFC단 스위칭 동작시 승압인덕터 전류(IB1, IB2)의 축적과 리셋 동작파형에 따라 0≤ωt<∅cr

및 ∅cr≤ωt<π/2-∅cr 동작 구간으로 나눌 수 있다. DpT는 Q1, Q2(또는 Q3, Q4)동시 턴-온 구간으로 승압인덕터(LB1, LB2)에 에너지를 축적하는 구간이고, D2T는 Q1(또는 Q4) 만 턴-오프 했을 때 리셋전류가 흐르며 링크커패시터(C1, C2)로 에너지전달을 하는 구간이다. 따라서 에너지 저장 및 리셋 전류 구간은 (DPT+D2T)≤T/2 이내이며, 교류입 력전압(VAC)이 작을 때 승압인덕터전류(IB1, IB2)는 주스 위칭소자(Q1 또는 Q4)가 턴-오프 될 때 링크커패시터(C1) VLink/2 전압과 필터커패시터(CFa)의 전압(VCFa: VAC/2) 차이가 커서 스위칭반주기 T/2 내에 완전히 리셋되어 2 가지 전류기울기가 나타나는 0≤ωt<∅cr 동작구간과 교 류입력전압(VAC)이 상승하여 증가하면, 리셋구간 D2T에 서 승압인덕터 전류(IB1, IB2)는 교류입력전압(VAC)의 1/2 인 필터커패시터(CFa)의 전압(VCFa: VAC/2)과 링크커패시

Fig. 4. Waveforms of boost inductor current (IB1) and AC line input voltage/current (VAC/Ia), link voltage (VLink).

터(C1, C2) 전압(VCF= VLink/2)의 차에 의해 승압인덕터전 류(IB1, IB2) 기울기가 완만히 작아지고, T/2 이내에 완전 히 리셋되지 못하는 3가지 전류 기울기가 나타나는 동작 구간(∅cr≤ωt<π/2-∅cr)이 생긴다. D3T는 Q1, Q2(Q3, Q4) 동시 턴-오프 구간으로 교류입력전압(VAC)과 링크커패시 터(C1, C2)의 합 전압(VLink)의 차이로 인해 승압인덕터전 류(IB1, IB2)가 완전히 리셋되어 PFC단 승압인덕터전류 (IB1, IB2)가 불연속모드(DCM) 동작을 할 수 있도록 기여 한다. 따라서 승압인덕터(LB1, LB2)에 흐르는 전류(IB1, IB2)는 링크전압(VLink)과 교류입력전압(VAC)의 크기 차이 에 의해서 두 가지 형태의 전류파형을 구분하는 임계각 을 ∅cr로 정의하였다. 또한 그림 4에 나타낸 D2T 및 D2T+D3T 구간 승압인덕터(LB1, LB2)의 리셋전류를 스위 칭주기(T)로 평균한 값을 0≤ωt<∅cr 구간에선 <iLink1>으 로, ∅cr≤ωt<π/2-∅cr 구간에선 <iLink2>로 각 구간의 순 시평균 리셋전류로 정의했다. 이때 승압인덕터(LB1, LB2) 리셋전류는 링크커패시터(C1, C2)로 축적된 에너지를 전 달하는 구간이므로, PFC단의 부하전류(IRLink=<iLink1>+

<iLink2>)라고 정의할 수 있다. 각 리셋전류 동작구간에서 순시링크전압(VLink1, VLink2)을 구하기 위해서 식 (1)과 같 이 순시평균 리셋전류(<iLink1>, <iLink2>)와 PFC단 등가 부하저항(RLink)과의 관계식으로 구할 수 있다. 따라서 식 (1)을 통해 식 (3)과 식 (4)를 구할 수 있고, 최종적으로 PFC단 링크전압(VLink)을 식 (5)와 같이 구할 수 있다.

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(1)

PFC단 링크부하저항 RLink는 식 (2)식과 같이 비접촉 변압기(T) 코일 2차측 부하(Rdc)를 1차측으로 반영한 PFC단 DC Link 등가저항 값이다. 이때 n은 비접촉변압 기(T) 1, 2차측 코일 턴수비(N1/N2)이다.

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(2)

Fig. 5. The simulated DC link voltage (VLink) of a single-phase single stage AC/DC converter operating with different boost inductances (LB: 20 uH, 30 uH, 40 uH) at full load (54 VDC, 1 kW).

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(3)

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(4)

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식 (5)을 토대로 그림 5와 같이 승압인덕터(LB=LB1=LB2) 값 변화에 따른 링크전압(VLink) 변화를 보면 승압인덕터 (LB) 값이 클수록 그리고 중부하일수록 π/2-∅cr구간 증 가로 인해 에너지전달 리셋시간(D2T) 저감에 따라 링크 전압(VLink)을 승압시키는 데 한계가 있다.

따라서 1kW 중부하 조건 및 커플러변압기(T) 1, 2차측 코일권선 간 공극과 정렬에 따른 요구된 출력전압(Vo) 제어를 위해서 링크전압(VLink) 승압제어범위를 정할 필 요성이 있다. 승압인덕터(LB) 값이 작을수록 위상제어 (DP) 변화에 따른 링크전압(VLink) 상승이 가파른 것을 확인할 수 있지만 링크전압(VLink)이 높으면 불연속전류 동작모드(DCM)로 동작하는 승압인덕터(LB)에 피크전류 (Ipk)가 많이 흘러 효율을 저감시킨다. 따라서 커플러변 압기(T) 1, 2차측 코일 권선 간 공극(40-60mm)에서 misalignment(0-20mm)를 고려한 커플링 범위 내에서 출력전압(Vo) 및 링크전압(VLink) 제어범위(550V) 설정 후 승압인덕터를 설계하였으며 이를 바탕으로 그림 5에 나타낸 것처럼 30uH로 승압인덕터 값을 선정하였다. 이 때 고려할 부분은 위상제어(DP)가 0.43 이상에서는 이득 이 감소하는 부 특성을 갖고 있기 때문에 최대 위상제 어(DP)를 0.42 이하로 제한할 필요성이 있다.

Fig. 6. Equivalent circuit of SS compensation circuit.

2.3 직렬-직렬(Series-series) 보상회로 이득 분석 그림 6은 무선전력전송(Wireless power transfer) 시 스템에 일반적으로 많이 적용되는 직렬-직렬(SS) 공진보 상회로 등가모델이다. 제안된 무선전력전송을 위한 단일 전력단 DC/DC단의 전압이득 특성해석은 편리성을 위해 Fundamental Harmonic Approximation(FHA)을 통해 구 할 수 있다. 본 논문에서는 제3, 5, 7 고조파를 무시하고 기본파만 적용하여 해석하였다. 따라서 그림 6의 VP1은 그림 2(a)에 나타낸 주회로 1차측 공진회로부 양단(a-b) 구형파전압(VP)의 1고조파 성분만을 나타낸 전압이며, Rac=(8Rdc/π²)를 사용하여 DC 부하저항을 AC 부하저항 으로 등가회로를 나타낸 것이다. Cr1 및 Cr2는 1, 2차측 누설인덕턴스(Ll1, Ll2)를 보상해 줄 공진커패시터이다.

그림 6의 직렬-직렬(SS) 공진보상회로에 있어서 AC 등가회로를 통해 입·출력 전압이득 수식을 아래와 같이 식 (6)에 나타냈다.

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(9)

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_ (10)

표 1에 나타낸 비접촉변압기 1, 2차측 권선 설계과정을 통해 얻어낸 파라메타를 기준으로 공극 50mm, 정렬 (misalignment=0) 되었을 때 식 (6)과 그림 6의 SS 공진 보상회로 이득특성 식으로부터 세 개의 공진주파수(f1, f2, f3)를 볼 수 있으며, f1의 공진주파수는 식 (9)의 C와 관 련된 공진주파수이며, 1, 2차측 공진커패시터 (Cr1, Cr2)와 자기인덕턴스(L2) 및 자화인덕턴스(Lm)와의 합으로 공진 주파수를 나타낼 수 있다. 또한 f2의 공진주파수는 식 (7) A에 나타낸 것처럼, 비접촉변압기 1차측 자기인덕턴스 (L1=Lm+Ll1)와 공진커패시터(Cr1) 사이의 공진으로부터 얻어지고, 이때 등가부하변화(Rac)에 따른 이득특성 변동이

TABLE Ⅰ

PARAMETERS OF THE LOOSELY COUPLED TRANSFORMER FOR WPT

Primary Side (N1) Secondary Side (N2) Conditions of Air-gap

and Misalignment Air-gap: 40/50/60 mm Misalignment = 0 mm Size 300 mm × 200 mm

× 4 mm 300 m × 200 mm

× 4 mm

Nominal Air Gap 50 mm

Winding Turns 10 4

Transformer Ratio n(N1/N2) = 2.5 Self Inductance

(L1,L2) 65.50/63.25/62.29

uH 15.14/14.94/14.98 uH Magnetizing

Inductance (Lm) 31.16/24.99/21.83 uH Leakage Inductance

(Ll1, Ll2) 34.34/38.26/40.46

uH 10.15/10.94/11.49 uH Coupling Coefficient

(k) 0.396/0.325/0.286

Resonant Capacitor

(Cr1, Cr2) 90.76/320 nF

매우 크고, 특히 중부하 시 이득특성 기울기가 부(negative) 로 바뀌는 분기점(bifurcation) 현상이 발생한다. 따라서 이때는 공진전류(IP)가 공진회로부 단자전압(VP)의 위상 을 앞서 버릴 수 있기 때문에 큰 이득변화와 하드스위칭 등 불안정한 동작으로 적용 구현에 어려움을 줄 수 있다.

하지만 공진주파수(f3)에서는 식 (8) B에 나타낸 비접촉 변압기 1, 2차측 누설인덕턴스(Ll1, Ll2)와 공진커패시터 (Cr1, Cr2) 사이의 공진으로부터 얻어지고, 그림 7에 나타 낸 이득특성으로부터 공진주파수(f3)에서는 등가부하변화 (Rac)에 따른 이득특성변화가 없기 때문에 스위칭주파수 (fs)를 공진주파수(f3)에 두고 스위칭동작을 한다면 부하 변화(Rac)에 대해서는 큰 이득변동 없이 안정된 동작을 구현할 수 있다. 이때 비접촉변압기 1, 2차측 코일 공극 50mm에서 정렬이 틀어졌을 때(0→20mm)는 비접촉변압 기 1, 2차측 자기인덕턴스(LP, LS)는 크게 변화되지 않지 만 누설인덕턴스(Ll1, Ll2)가 증가하여 공진주파수(f3)가 낮은 주파수영역으로 이동하여 이득이 낮아지지만 앞에 서 언급된 위상제어(DP)를 통해 승압된 가변 링크전압 (VLink/4)을 공진회로부 단자(a-b)에 인가하여 이득을 보 상할 수 있다.

하지만, 비접촉변압기 1, 2차권선이 정렬(misalignment

=0mm) 되어 있고, 공극이 달라졌을 경우(40mm, 50mm, 60mm)의 그림 8 이득특성(GV=Vo/VLink) 시뮬레이션 결 과에서처럼, 공극에 따른 커플링계수(k)가 0.396, 0.325, 0.286로 변함에 따라 자기인덕턴스(LP, LS)의 변화는 크 지 않지만 누설인덕턴스(Ll1, Ll2)와 자화인덕터스(Lm) 값

Fig. 7. Gain characteristics of series-series compensated resonant circuit due to the load conditions.

Fig. 8. Gain characteristics under load condition (1 kW) according to coupling (k) in the primary and secondary winding of a loosely coupled transformer.

이 크게 변화하기 때문에 공진주파수(f3-1 ⇔ f3 ⇔ f3-2)가 변화한다.

따라서 제안된 컨버터가 공극 50mm 및 정렬 (misalignment=0)을 기준으로 한 공진주파수(f3)로 설정 된 일정 스위칭주파수 85kHz에서 동작하고 있을 때 공 극이 40mm로 저감될 경우 상호커플링(k)이 개선되어 비 접촉변압기 1, 2차측 누설인덕턴스(Ll1, Ll2)가 저감됨에 따라 공진주파수(f3-2)가 높은 주파수 영역(89.4kHz)으로 이동하고, 그림 1(a)에 나타낸 무선전력전송 풀-브리지 DC/DC 컨버터 적용의 경우 공진전류(IP)는 단자전압(VP) 보다 앞선 전류가 흘러 위상제어(DP)에 따른 스위칭동작 전이 시 하드스위칭을 할 수 있다. 하지만, 제안된 단일 전력단 AC/DC 컨버터의 경우 그림 3(d)와 그림 3(e)와 달리 그림 9(a)와 그림 9(b)에 나타낸 동작모드구간 (t0-1-t1, t4-t5)에서처럼 승압인덕터(LB1, LB2)의 리셋전류 (IB1, IB2)에 의한 승압인덕터전압(VLB1, VLB2)과 교류입력 전압의 1/2인(VAC/2) 입력필터커패시터 전압(VCFa, VCFb) 의 합 전압에 의해 스위칭소자(Q3 또는 Q2)의 역병렬 다 이오드에 부전류가 흐르지 않도록 역바이어스 전압이 인 가되어 소프트스위칭 동작된다. 따라서 단자전압(VP)보 다 앞서 흐르던 공진전류(IP)는 동작모드 구간(t0-1-t1)은

(a) Operatingmode in the interval t_0-1-t₁

(b) Operatingmode in the interval t₄-t₅

(c) Operating waveforms of gate signals (Q₁-Q₄), boost inductor currents (I_B1,I_B2)/Voltages (V_B1,V_B2), the primary

voltage/current (VP/IP)

Fig. 9. Operatingmodes and waveforms of proposed converter when the leading current in the primary is flowing.

공진커패시터(Cr1)→비접촉변압기 1차측→블록킹커패시 터(CB2)→순환다이오드(D2)→링크커패시터(C2)→입력정류 다이오드→승압인덕터 LB2→입력필터커패시터 CFb→공진 커패시터(Cr1)의 전류경로로 흐르고, 동작모드 구간(t4-t5) 은 비접촉변압기 1차측→공진커패시터(Cr1)→입력필터커 패시터 CFa→승압인덕터 LB1→입력정류다이오드→링크커 패시터(C1)→순환다이오드(D1)→블록킹커패시터(CB1)→비 접촉변압기 1차측의 전류 경로로 흐르며 소프트스위칭 동작되며 공극 변화에 강인성을 갖고 동작된다. 또한 정 렬(misalignment=0-20mm)에 따른 이득 차이(∂Gv)가 있 을지라도 위상제어(Dp)에 의해 링크전압(VLink) 제어를 통해 요구된 넓은 출력전압제어범위(Vo: 39-54VDC)에서 동작할 수 있다.

TABLE Ⅱ

MAIN INPUT/OUTPUT SPECIFICATIONS AND THE USED DEVICES

Major Ratings

AC Input Line

Voltage (Vac) 220 Vrms

Output Voltage (Vo),

Output Power (Po) 39-54 VDC,1 kW Switching/Resonance

Frequency (Fs/F3) 85/85 kHz

DevicesUsed

Switching Devices

(Q1-Q4) UJ3C065030KS [650 V, 85 A, 27 mΩ, SIC]

Circulating Diodes

(D1, D2) UJ3D06560KSD [650 V, 60 A, 1.5 V, SIC]

Input Rectifier Diodes GP2D050A120B [1200 V, 50 A, 1.4 V, SIC]

Output Diodes 63CPQ100 [100 V, 60 A, 0.64 V]

Parame- ters

LFa,LFb/LB1,LB2

6.9 mH [DKIH-3242-160Q-NK]/

30.23 uH, 30.28 uH C1,C2/CB,CB1,CB2 1500/3.3 uF

CFa,CFb/Cr1,Cr2 3.3 uF [B32794D3335K]/

90.76 nF, 320 nF

3. 실험 결과

본 논문에서는 무선전력전송시스템에 있어서 공극변화 에 강인성을 갖고, 넓은 출력전압 제어범위(VO: 39-54VDC)에서 동작 가능한 단일전력단 AC/DC 컨버터 의 동작특성을 검증하기 위해 표 2에 나타낸 주요 입출 력 사양과 사용된 소자들을 적용하여 1kW 시제품을 제 작하였고, dsPIC33FJ16GS502 16 bit DSP를 사용하여 고 정스위칭주파수(fs: 85kHz)에서 위상제어(Dp)를 통해 출 력전압(Vo)을 제어 실험하였다.

그림 10과 그림 11은 표 1과 표 2에서 얻어진 비접촉변 압기 1, 2차측 코일 간 공극 50mm과 정렬(misalignment

=0mm) 조건에서 측정된 파라메타와 공진커패시터(Cr1: 90.76nF, Cr2: 320nF)가 적용된 공진주파수 f3(85kHz) 부 근의 스위칭동작을 토대로 얻은 실험결과로, 출력전압 39VDC와 54VDC, 1kW 각 동작조건에서 단일전력단 PFC 회로의 승압인덕터전류(IB1), 교류입력전압(VAC), 상전류 (Ia), 링크전압(VLink) 및 공진탱크회로의 1차측 전압(VP), 전류(IP)와 2차측 전압(VS), 전류(IS)를 측정하여 나타냈 다. 실험동작 파형부터 PFC단 승압인덕터(IB1) 전류가 모 든 출력전압(Vo) 제어범위(VO: 39-54VDC)에서 불연속모 드(DCM)로 동작되어 입력역률(PF) 및 입력전류 파형(Ia) 이 개선됨을 볼 수 있고, 무선전력전송을 위한 직렬-직 렬(SS) 공진보상회로에 인가되는 구형파전압(VP)과 전류 파형(IP)을 보면 위상제어(Dp)에 따라 출력전압(VO)이 제 어되고, 1차측 주스위칭 소자들은 모두 영전압스위칭 (ZVS) 동작함을 확인할 수 있었다.

(a) [Ch1: 200 V/div, Ch2: 6 A/div, Ch3: 200 V/div,

Ch4: 20 A/div, 5 ms/div.]

(b) [Ch1: 100 V/div, Ch2: 10 A/div, Ch3: 50 V/div,

Ch4: 25 A/div, 2 us/div.]

Fig. 10. Experimental waveforms of (a) the PFC circuit and (b) the current/voltage across the loosely coupled transformer’s primary and secondary [39 VDC/1 kW].

(a) [Ch1: 200 V/div, Ch2: 6 A/div, Ch3: 200 V/div,

Ch4: 20 A/div, 5 ms/div]

(b) [Ch1: 100 V/div, Ch2: 10 A/div, Ch3: 50 V/div,

Ch4: 25 A/div, 2 us/div]

Fig. 11. Experimental waveforms of (a) the PFC circuit and (b) the current/voltage across the loosely coupled transformer’s primary and secondary [54 VDC/1 kW].

(a) (b) [Ch1: 100 V/div, Ch2: 10 A/div, Ch3: 250 V/div,

Ch4: 15 A/div, 2 us/div.]

Fig. 12. Experimental waveforms of (a) VP/IP and VLB2 + VCFb/IB2, (b) VP/IP and VLB1 + VCFa/IB1 when the leading current in the primary is flowing, in conditions of the air-gap 40 mm and misalignment 0 mm, 39 VDC/1 kW.

뿐만 아니라 39VDC/1kW 부하조건에서 공극이 40mm 로 저감되었을 경우 그림 12(a)와 그림 12(b)의 실험파형 에서 보면 승압인덕터(LB1, LB2)의 리셋전류(IB1, IB2)에 의 한 승압인덕터전압(VLB1, VLB2)과 입력필터 커패시터 (VCFa, VCFb) 전압의 합 전압(t0-1-t1: VCFb+VLB2, t4-t5: VCFa+VLB1)에 의해 각 스위칭소자 동작전이 구간(t0-1-t1, t4-t5)에 스위칭소자(Q3 또는 Q2)의 역병렬다이오드에 부 전류가 흐르지 않도록 역바이어스 인가되어 소프트스위

Fig. 13. Experimental setup for WPT system performance testing.

칭 동작됨을 볼 수 있다. 따라서 비접촉변압기 1, 2차측 사이 공극 40mm/39VDC, 1kW에서 효율은 87.66%이었고, 50mm/39VDC, 1kW에서는 87.63%, 60mm/39VDC, 1kW에 서는 86.65%의 효율특성을 얻었다. 최대효율은 공극 50mm 및 정렬, 48VDC/500W 실험에서 90.3%, 54VDC/ 1kW에서는 89.34%이고, 54VDC/125W에서는 80.43%로 가장 낮은 효율특성을 얻었다. 하지만 20% 부하 이하의 경부하 조건에서의 효율특성은 기 발표된 무선전력전송 을 위한 단일전력단 AC/DC 컨버터^[8]의 효율특성(75%

이하) 비해 제안된 컨버터가 소프트스위칭 동작특성에 의해 효율특성이 개선되었음을 알 수 있다. 또한 입력역 률(PF) 및 전고조파왜형률(THDi)도 출력용량 250W 이 상에서 입력역률(PF)은 99%가 넘는 것을 확인하였으며, 전고조파왜형률(THDi)은 25% 이하인 것을 확인하였다.

그리고 54VDC, 1kW 부하조건에서 8.8%의 가장 낮은 THDi 특성을 갖는다.

본 실험결과 측정을 위해 그림 13에 나타낸 바와 같이 입력 AC전원으로 ES2000S 및 전자부하(63202, Chroma, 2.6kW)와 저항부하(1.6-20Ω), 전력메타(WT1600)를 적용 하여 제안된 WPT 시스템의 성능을 분석하였다.

4. 결 론

무선전력전송을 위한 제안된 단일전력단 AC/DC 컨 버터에 대한 설계 및 주회로 동작특성을 분석하였으며 이를 검증하기 위해 1kW 시제품을 제작하여 실험 구현 하여 적용 가능함을 보였다. 또한 고정된 스위칭주파수 에서 위상제어(DP)를 통해 비접촉변압기 1, 2차측 권선 간 공극변화(40-60mm) 및 정렬(misalignment 0-20mm) 과 1kW 부하조건에서 넓은 출력전압범위(39-54VDC)로 제어 동작되고, 소프트스위칭에 의한 효율 개선과 함께 전고조파왜형률(THDi) 및 입력역률도 개선됨을 확인하 였다.

이 논문은 2020년도 정부(과학기술정보통신부)의 재원으로 정보통신기획평가원의 지원을 받아 수행 된 연구임. (No.2020-0-00148, 1kW급 로봇용 초소 형/고효율 무선충전 상용화 기술개발)

References

[1] M. P. Kazmierkowski and A. J. Moradewicz,

“Unplugged but connected: Review of contactless energy transfer systems,” IEEE Industrial Electronics Magazine, Vol. 6, No. 4, pp. 47-55, Dec. 2012.

[2] A. Zaheer, G. A. Covic, and D. Kacprzak, “A bipolar pad in a 10-kHz 300-W distributed IPT system for AGV applications,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 61, No. 7, pp. 3288-3301, Jul. 2014.

[3] D. Baros, N. Rigogiannis, P. Drougas, D. Voglitsis, and N. P. Papanikolaou, “Transmitter side control of a wireless EV charger employing IoT,” IEEE Access, Vol. 8, pp. 227834-227846, 2020.

[4] J. M. Omer and C. M. Chinthavali, “Primary-side power flow control of wireless power transfer for electric vehicle charging,” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 3, No. 1, pp. 147-162, Mar.

2015.

[5] W. Chen, J. Liu, S. Chen, and L. Zhang, “Energy shaping control for wireless power transfer system in automatic guided vehicles,” Energies, Vol. 13, No. 11, pp. 2959, Jun. 2020.

[6] E. S. Kim, “Single atage AC/DC converter,” Korea Patent No. 10-2131866, 2020.

[7] N. S. González-Santini, H. Zeng, Y. Yu, and F. Z.

Peng, “Z-Source resonant converter with power factor correction for wireless power transfer applications,”

IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 31, No.

11, pp. 7691-7700, Nov. 2016.

[8] J. Liu, W. Xu, K. W. Chan, M. Liu, X. Zhang, and N.

H. L. Chan, “A three-phase single-stage AC/DC wireless-power-transfer converter with power factor correction and bus voltage control,” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 8, No. 2, pp. 1782-1800, Jun. 2020.

우정원(禹政沅)

1996년 8월 22일생. 2015년∼현재 전주대 전기전자공학과 학·석사연계과정.

장기찬(張起燦)

1996년 7월 19일생. 2015년∼현재 전주대 전기전자공학과 학·석사연계과정.

김민지(金珉智)

1996년 1월 9일생. 2018년 전주대 전기전자 공학과 졸업. 2020년 동 대학원 전기전자공 학과 졸업(석사). 2020년∼현재 솔루엠㈜ 연 구원.

김은수(金恩洙)

1964년 3월 26일생. 1986년 중앙대 전기공 학과 졸업. 1988년 동 대학원 전기공학과 졸업(석사). 2000년 동 대학원 전기공학과 졸업(공박). 1989년～2001년 한국전기연구원 (KERI) 전력전자 연구그룹 선임연구원. 2001 년～현재 전주대 전기전자공학과 교수. 당 학회 부회장 역임.

현재 당 학회 감사.