레이더 인트라펄스 변조 신호 분석을 위한 디지털수신기
Digital Receiver for Analysing Radar Intrapulse Modulation Signal
이 영 중* 김 인 선* 박 주 래*
Lee, Young-Joong Kim, In-Sun Park, Ju-Rae
ABSTRACT
LYNX ESM system operates digital receiver for analyzing radar of intrapulse modulation signal. This paper contains DC offset compensation method of IQ channels, imbalancing comensation method of amplitude and phase, precisional PW measurement using adaptive threshold set, analyzing algorithm of intrapulse modulation signals. Its effectiveness was proven by technical and operational test.
주요기술용어(주제어) : Digital Receiver(디지털수신기), Intrapulse Signal Analyzing Method(펄스내변조 신호 분석)
1. 머리말
2000년대 해상 전자전 위협환경은 기존에 배치된 현존 위협과 더불어 신형 레이더의 위협이 밀집 배치 되고 위협환경은 점점 고도화되어 이들 위협을 동시 에 방어하여야 하는 어려운 전자전투환경이 전개되고 있다. 신형 레이더들은 펄스 도플러 레이더, 저피탐확 률(LPI : Low Probability of Intercept) 레이더와 같 이 주파수 변경(Agile)과 암호화된 펄스의 사용, 그리 고 운용모드별로 다른 신호특성을 갖춘 다중 운용모 드의 다기능 레이더(Multi-Function Radar)로 발전하 고 있다.
한편 이에 대응하기 위해 전자전 기술도 크게 발전 하고 있으며, 특히 헬기용 전자전지원 분야는 해상환 경의 복잡한 신호특성을 분석 및 식별하기 위해 광대 역 고속수신 기술, 전처리 및 병렬처리 기술, 그리고
†2008년 6월 5일 접수～2008년 7월 25일 게재승인
* 국방과학연구소(ADD)
주저자 이메일 : [email protected]
미사일 방향의 정밀한 탐지를 위한 방향탐지 기술 등 으로 발전하고 있는 추세이다.
현재까지 국내에서 개발된 전자전장비는 펄스간 변 조특성 측정을 위해서는 우수한 성능을 보유하고 있 으나 펄스내 변조특성을 측정할 수 없기 때문에 암호 화된 펄스를 사용하는 최신 위협신호에 식별 능력은 미흡한 실정이다.
본 논문은 펄스내 변조특성을 측정하여 식별제원을
제공하는 디지털수신기에 대한 내용으로서 I/Q신호
복조와 관련하여 DC 옵셋 보정 기술, I/Q 채널의 진
폭/위상 불균형 보정기술이 개발되었고, 디지털 수신
처리 관련하여 적응성 수신 임계치 자동제어 기술, 데
이터 전처리 필터링 및 정렬 기술이 개발되었으며, 정
밀분석과 관련하여 FMOP/PMOP 정밀분석 알고리즘
이 개발 적용되었다. 이러한 개발기술 적용을 통하여
개발된 디지털수신기는 기존의 전자전지원장비로는 측
정 및 분석이 불가능하였던 최신 위협인 인트라펄스
변조 특성을 갖는 레이더신호를 식별할 수 있는 획기
적인 기술이다.
2. 디지털수신기 설계
가. 기술적 접근 방법
LYNX용 ESM 장비인 ALR-200K 체계는 그림 1 과 같은 펄스내 변조 특성을 갖는 최신 레이더 위협 신호를 분석하기 위하여 디지털수신기를 운용한다.
디지털수신기는 2～6㎓ 대역의 신호를 DC～±25㎒의 대역폭을 갖는 I/Q 신호로 변환하여 62.5㎒로 샘플링 및 디지털화한 후 신호감지, 신호측정, PDW(Pulse Description Word) 발생기능을 수행하며, 신호주파
FMOP 신호 PMOP 신호 [그림 1] 최신 위협인 레이더 인트라펄스 변조 신호
(a) 디지털수신기 형상
A1.모체판 A3.IQ복조모듈
A5.정밀분석판
A4.디지털수신판
A2.전원공급모듈 LPF
25MHz IQ Mixer SPST
YIG Oscillator
125MHz Reference
÷5 LPF 25MHz
Opto Coupler
FPGA ADC (62.5MHz)
ADC (62.5MHz) Isolation
Amplifier 20dB
20dB
Memory
DSP
HOTLink RS422 Clock
DSP
Memory FPGA
Memory HOTLink
RS422
Fuse
EMI Filter
Switch DC/DC ConvertorDC/DC ConvertorDC/DC ConvertorDC/DC Convertor Regulator Regulator
Memory
RS422 PLL
제어 DAC
제어 점검
(b) 디지털수신기 블록도 [그림 2] 디지털수신기 형상 및 블록도
수, 도착시간, 펄스 폭, 신호세기, 상태 플래그(신호세 기 포화, 지속파 신호감지) 등을 측정한다. 뿐만 아니 라 최신 레이더 위협에 해당하는 펄스내 변조(Intra Pulse Modulation) 신호인 주파수변조(FMOP)와 위 상변조(PMOP)를 측정하고 분석하는 기능을 수행한 다. 디지털수신기는 그림 2와 같이 크게 IQ 복조모듈, 디지털수신판, 정밀분석판으로 구성된다.
그림 3과 같이 IQ 복조모듈은 디지털수신판에 입 력되는 I, Q 신호를 생성하는 모듈로서 진폭 및 위상 에 대한 Balanced I, Q 신호와 최소의 DC 옵셋 구 현이 설계의 주요 관건이다.
[그림 3] I, Q 복조모듈 형상
그림 4와 같이 디지털수신판은 IQ 복조모듈에서 입력되는 I, Q 신호를 ADC(Analog to Digital Converter)하여 PDW(Pulse Description Word) 생 성 및 IMOP 신호의 정밀분석을 위한 Raw Data 생 성하는 기능을 수행하며 펄스 인식을 위한 적응적 수 신 임계치 자동 제어, I/Q 신호로부터 구해지는 위상 의 불연속을 방지하기 위한 위상 Wrapping과 데이터 전처리 필터링 및 정렬(Advanced Data Reduction
& Sorting) 기술을 필요로 한다.
[그림 4] 디지털수신판 형상
그림 5와 같이 정밀분석판은 디지털수신판으로부터 입력된 Raw Data를 이용하여 IMOP 신호를 정밀 분석하는 기능을 수행하며 이를 위해서는 FMOP 및 PMOP 정밀분석 알고리즘이 필수적으로 필요하다.
[그림 5] 정밀분석판 형상
1) IQ 복조모듈
I, Q 신호는 서로 90° 위상 차이를 가지며 식 (1) 과 같이 표현 가능하다.
(1)
단, , 는 I, Q단에서의 진폭, , 는 I, Q단 에서의 위상이며 , 는 I, Q단에서의 DC 옵셋,
, 는 입력 RF 주파수와 LO 주파수이며 RF와 LO 차에 해당하는 는 중간주파수이다.
I, Q Mixer를 이용하여 2～6㎓ 대역의 신호를 DC
～±25㎒의 신호로 변환할 경우 Mixer의 LO 신호가 RF 입력 부로 누설되어 RF 소자들을 거쳐 다시 재 입력되어 LO 신호와 주파수 Mixing 되어 원하지 않 는 DC 옵셋 성분을 만들어 낸다. 또한 I, Q 성분이 LPF(Low Pass Filter), 증폭기, 감쇄기 등 RF 소자 를 거치며 I, Q 채널에 대한 진폭과 위상의 불균형을 초래한다 [1～4] .
이들 성분은 I, Q 신호에 대해 도시화하면 그림 6 과 같으며 주파수 측정 정확도를 저해하는 요소이다.
가) DC 옵셋 보정
DC 옵셋은 스펙트럼 상에서는 기본적인 DC 성분 이며 시간 상에서는 DC bias 전압 성분을 의미한다.
(a) Balanced (b) DC 옵셋
(c) 진폭 Imbalance (d) 위상 Imbalance [그림 6] DC 옵셋, 진폭과 위상 Imbalance
-0.15 -0.1 -0.05 0 0.05 0.1 0.15
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000
시간[ns]
신호세기[mV]
-40 -30 -20 -10 0 10 20 30 40
주파수[MHz]
I(n) Frequency[MHz]
[그림 7] DC 옵셋 성분에 의한 주파수 측정 오차
Short Pulse, FMOP, PMOP 신호 입력에 대해 계산
되는 주파수는 그림 7과 같이 측정 정확도에 큰 오차
를 유발시킨다. 본 논문에서는 이러한 DC 옵셋을 제
거하기 위하여 전단에 SPST 스위치를 두어 그림 8,
9와 같이 정상적인 주파수 측정 전에 200㎲ 동안 스
위치를 Off하여 DC 옵셋 성분의 값을 저장하고 정상
적으로 측정된 I, Q 신호에 대해 DC 옵셋 값을 보상
해줌으로써 그림 10과 같이 주파수 측정 오차를 보상
한 결과를 얻을 수 있다.
[그림 8] 스위칭 차분 회로에 의한 DC 옵셋 보정 개념
[그림 9] 측정된 DC 옵셋 성분
-0 .1 5 -0 .1 -0 .0 5 0 0 .0 5 0 .1 0 .1 5
0 1 00 0 2 0 0 0 3 0 0 0 4 0 0 0 5 0 0 0 6 0 0 0 7 0 00 8 00 0
시 간 [ns]
신호세기[mV]
-3 0 -2 5 -2 0 -1 5 -1 0 -5 0 5 1 0 1 5 2 0 2 5
주파수[MHz]
I(n) Frequency [M Hz]
[그림 10] DC 옵셋이 보상된 주파수 측정 데이터
나) I, Q Imbalance 보정
I, Q Imbalance는 식 (1)에서 진폭 와 의 불 균형, 위상 와 간의 90° 위상차 불균형에 의해 발생되는 문제로서 그림 6의 (c)와 (d)에서 그 영향 을 확인할 수 있다.
I, Q 신호의 진폭 및 위상이 10% Imbalance인 경 우 그림 11과 같이 분석된 주파수 특성이 불안정 하다.
일반적으로 I, Q 신호의 Imbalance는 I, Q Mixer 및 I와 Q 채널의 진폭 및 위상 불균형에 의해 발생 되는 현상으로서 본 논문에서는 위상과 진폭의 불균 형을 최소화하기 위해 RF 회로를 구성함에 있어 적 정 위치에 진폭 보상을 위한 등화기(Equalizer)를 적 용하였으며 위상을 고려한 RF 소자의 선택과 I, Q
채널 종단에서 전송 선로 길이를 이용한 위상 보정을 수행하였다 [5～7] .
-0 .1 5 -0 .1 -0 .0 5 0 0 .0 5 0 .1 0 .1 5
0 1 00 0 2 0 0 0 3 0 0 0 4 0 0 0 5 0 0 0 6 0 0 0 7 0 00 8 00 0
시 간 [ns]
신호세기[mV]
-3 0 -2 0 -1 0 0 1 0 2 0 3 0
주파수[MHz]
I(n) Frequency [M Hz]
[그림 11] 진폭/위상 10% Imbalance인 경우 주파수 측정
(a) IQ Mixer 출력
(b) IQ 복조모듈 출력
[그림 12] I, Q 채널의 위상 및 진폭 편차 특성
전술한 위상 및 진폭 보정 기술을 적용하여 얻은 I, Q 채널의 위상 및 진폭 특성은 그림 12와 같이 Mixer의 I, Q 포트에서의 고유 위상 및 진폭 편차 특성과 거의 근접하며 채널에 의한 영향은 미세함을 확인하였다.
2) 디지털수신판
디지털수신판의 ADC는 62.5㎒ 고속 샘플링 및 양 자화 과정에서 발생할 수 있는 Aliasing을 방지하기 위하여 IQ 복조모듈의 Mixer 출력은 LPF를 통과함 으로써 25㎒ 이하의 I, Q 신호만을 출력한다. 디지털 수신판은 수신 임계치 이상의 신호를 감지하고 신호 도착시간, 신호세기, 펄스폭, 주파수를 측정하고 상태 플래그(신호세기 포화, 지속파 신호감지, 펄스내 주파 수변조 감지)를 발생하여 PDW를 생성하는 기능을 수행한다. 또한 IMOP 신호를 분석하기 위해서 신호 도착시간과 주파수를 측정하여 메모리에 저장하고 메 모리가 모두 채워졌거나 혹은 측정시간이 끝난 후에 고속 직렬통신을 통해 정밀분석판으로 Raw 데이터를 전송하는 기능을 수행한다. 디지털수신판의 핵심 설 계 기술에는 적응적 수신 임계치 자동 설정 기술, 위 상 Wrapping 기법, 데이터 전처리 필터링 및 정렬 (ADRS) 기술 등이 요구된다 [8,9] .
가) 적응적 수신 임계치 자동 설정
LYNX ESM 디지털수신기가 운용되는 해상환경에 서는 위협 신호원 안테나와 수신 플랫폼이 기동하므 로 신호세기는 변동이 큰 값으로서 고정된 수신 임계 치를 사용할 경우 동일 펄스를 여러 펄스로 잘못 인 식할 수 있다. 본 논문에서는 이러한 오류를 방지하 기 위하여 ADC의 I, Q 샘플링 데이터에 대해 수신 임계치를 적응적으로 설정하였다. 수신 임계치의 적 응적 설정은 다음과 같이 이루어진다.
N개 샘플신호의 평균 펄스 세기는 식 (2)와 같다.
그림 13과 같이 초기에는 최소 수신 임계치( )가 적용되며 펄스 검출이 시작되면 최소 펄스 길이의 1/2 시간 동안 샘플의 세기를 검출하고 그 50%의 신호 세기를 식 (3)과 같이 적응 임계값( )으로 사용하 며 레지스터에 저장된 이전 N개 데이터에 대해서도 유효하게 적응 임계값으로 사용한다. N개의 샘플신호
중 하나라도 적응 임계값 이상이면 펄스의 시작으로 인식하고 N개의 샘플신호 모두가 적응 임계값 이하 일 때 펄스의 끝으로 인식한다.
×
(2)
(3)
나) 위상 Wrapping
주파수를 측정하는 방법은 FFT, 위상 측정, Zero- Crossing 등이 있으며 FFT의 경우 계산량과 시간이 많이 소요되며 Zero-Crossing의 경우 주파수 측정 해상도가 낮은 단점이 있으므로 실시간 및 고분해능 의 주파수 측정이 요구되는 디지털수신기의 주파수 측정을 위해 본 논문에서는 위상 측정 방법을 사용하 였다.
I, Q 채널에 대한 DC 옵셋이 없고 진폭, 위상이 균형하다고 가정하면 샘플링된 I, Q 신호는 식 (4)와 같다.
(4)
[그림 13] 적응적 수신 임계치 설정
여기서, 는 샘플링 시간을 의미한다.
식 (4)의 I(n), Q(n) 신호에 대해 식 (5)와 같이 ArcTangent를 취하면 위상 를 구할 수 있고 인 접한 시간간격에 따른 위상 를 구할 수 있으며 주 파수는 식 (6)과 같이 구할 수 있다.
(5)
(6)
주파수는 두 개의 위상값으로부터 얻어지며 만약 하나의 위상값이 2π 보다 크고, 다른 하나의 위상값 이 2π 보다 작을 경우, 위상 불연속성이 나타나며 잘 못된 주파수값을 측정하게 된다. 이러한 위상 불연속 성으로부터 주파수를 측정하기 위해서는 식 (7)과 같 은 위상 Wrapping 기법이 이용된다. 그림 14는 위상 Wrapping 전후의 결과를 보여준다.
(7)
-8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8
0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000
시간 [ns]
ΔΘ(n) [rad]
ΔΘ(n) [rad]
W rapping ΔΘ(n) [rad]
[그림 14] 위상 Wrapping 결과
다) 데이터 전처리 필터링 및 정렬
PDW 수집 및 생성이 완료되면 DSP에서는 De- interleaving을 수행해야 한다. 기존에는 그림 15와 같 이 PDW에 대한 그룹화 이후 그룹별 메모리에 데이터 를 재정렬하여 저장하여 펄스열 분리(De-interleaving) 를 수행하였다. 본 논문에서는 주파수, 펄스폭, 신호 세기의 3가지 전처리 필터링 변수를 X, Y 축으로 임
의 설정하여 2차원 요소로 셀에 배열하고 셀당 누적 펄스의 상한, 하한 개수를 두어 분석 프로세서에서의 처리에 불필요한 정보들을 소거하고 영역을 분류하여 영역별 연결정보를 생성하였다. 이러한 그룹화를 통 한 분류와 정렬 및 소거 알고리즘을 통해 분석프로세 서의 De-interleaving 과정을 단순화하였다 [10～12] .
[그림 15] ADRS 알고리즘
3) 정밀분석판
정밀분석판은 디지털수신판으로부터 받은 Raw 데 이터를 이용하여 FMOP, PMOP 분석을 수행한다.
정밀분석판의 핵심 설계 기술에는 FMOP, PMOP 정 밀분석 알고리즘이 요구된다.
가) FMOP 정밀분석 알고리즘
디지털 수신장치의 샘플 주파수가 62.5㎒이므로 16 nsec 마다 들어오는 I/Q 샘플 신호쌍을 이용하여 위 상을 측정하고, 위상의 변화율로 신호의 순시주파수를 산출해 낸다. FMOP 정밀분석 순서는 그림 16 (a)와 같다. 기존에는 주파수 변이가 고정 임계치 이상만 되 면 FMOP으로 판정하였으나, 그림 16 (b)의 S3의 경 우는 주파수 변이가 고정 임계치에 미치지 못하므로 기존 FMOP 분석방법으로 분석이 불가하였다. 따라 서 본 논문에서는 누적 주파수 변이에 해당하는 면적 을 FMOP 판정 기준으로 사용하여 장시간 동안 주 파수 변이가 천천히 변하는 그림 16 (b)의 S3도 분 석할 수 있도록 하였다.
또한 FMOP Triangle 패턴 분석의 과정은 우선
앞에서 설명한 FMOP 판정이 내려진 후 최대 주파
수 변이를 갱신하여 꼭지점을 찾는다. 그 때의 면적
을 샘플링수로 나눈 면적평균 값을 저장하고 이 값의
재출현을 Triangle 패턴의 기준으로 사용한다. 이는
최대 주파수 변이에 해당하는 꼭지점의 경우 그림 16 (c)와 같이 잡음에 민감하므로 Triangle 패턴의 기준 으로 사용하지 않고 잡음에 둔감한 면적평균을 기준 으로 사용한다.
(a) FMOP 정밀 분석 순서
(b) Chirp Up/Down 분석
(c) Triangle 패턴 분석 [그림 16] FMOP 정밀분석 알고리즘
나) PMOP 정밀분석 알고리즘
위상변조는 이진 위상 코드(Binary Phase Codes) 와 사진 위상 변이(Quadrature Phase Shift) 분석이 가능하며 이진 위상 코드의 경우 위상 최소 천이 구 간인 칩(Chip) 길이를 찾아 Barker 코드를 자동으로 생성할 수 있다.
그림 17과 같이 PMOP 신호는 위상 천이 지연으 로 인해 인 위상 변화량이 실제 변경된 위상 변이 만큼 올라가지 못한다. 본 논문은 그림 17 (b)와 같 이 의 최대 값은 천이지연에 따라 어디까지 올라 가지 모르지만 그 면적 S1, S2는 일정하게 라는 사 실에 착안하였다. 의 8점 이동평균의 최대값은 /8이며 이 값이 표 1과 같은 이진, 사진 위상변이의 위상 경계값과 비교하여 PMOP 정밀분석을 수행한
다. 펄스가 끝나면 천이시점의 최소 간격에 해당하는 칩(Chip) 길이를 계산하고, 그 chip 길이로 각 평탄 구간의 길이를 나눈 몫으로 몇 개의 동일 chip 이 반 복 되었는지 알아내어 전체의 BPSK 코드를 생성하게 된다. 이 BPSK 코드의 길이로 Barker 코드 번호를 생성하게 된다.
FMOP의 경우 외국사 유사 장비는 펄스내 Linear FM의 flag만을 띄우는데 반해 본 논문에서 개발된 FMOP 정밀분석 알고리즘은 FM flag 외에 FM 변 조주파수 값, Triangle 패턴 판단 및 그 최대 변이 주파수도 계산해주는 기능을 수행한다. PMOP의 경 우 외국사 유사 장비는 펄스내 PM의 flag만을 띄우 는데 반해 본 논문에서 개발된 PMOP 정밀분석 알고 리즘은 BPSK, QPSK 분석 뿐 아니라 BPSK의 경우 chip 길이를 구하여 Barker 코드를 생성할 수 있는 기능을 수행한다.
(a) PMOP 정밀 분석 순서
(b) PMOP 정밀 분석 [그림 17] PMOP 정밀분석 알고리즘
[표 1] PMOP 위상 경계값
BPSK QPSK
위상
변이 0 π -π/2 0 π/2 π
8점
이동평균 0 π/8 -π/16 0 π/16 π/8 위상
경계값 π/16 -π/16 -π/32 π/32 3π/32 -3π/32
3. 시험 결과
가. 적응적 임계치 설정
적응적 임계치 설정의 효용성을 입증하기 위해서 그림 18과 같이 1㎒(-20dBm), 10㎒(-20dBm), 20㎒
(-20dBm), 25㎒(-30dBm)의 IF 신호에 대해 기존의 수신감도를 임계치로 설정하여 펄스폭을 측정한 결과 와 본 논문에서 제시한 적응적 임계치 설정 방법에 의한 펄스폭 측정 시험 결과는 그림 19와 같다.
[그림 18] 적응적 임계치 설정 시험 IF 신호
0 5 10 15 20 25 30 35 40
1 10 20 25
IF 주파수[MHz]
PW 측정 오차[%]
![[그림 4] 디지털수신판 형상](https://thumb-ap.123doks.com/thumbv2/123dokinfo/5058411.557156/2.808.424.747.390.524/그림-디지털수신판-형상.webp)
