Design and Performance Comparison of Synchronization Preambles for Device-to-Device Communications

단말 간 직접 통신을 위한 효율적인 동기 프리앰블 설계 및 성능비교

김종훈^*, 성기영^**, 정영호^*** 회원

Design and Performance Comparison of Synchronization Preambles for Device-to-Device Communications

Jong-Hoon Kim^*, Ki-Young Sung^**, Young-Ho Jung^*** Member

요 약

본 논문에서는 이동통신, 무인기 통신, 차량 간 통신 등에 이용될 수 있는 효율적인 단말 간 직접통신 (D2D: device-to-device)을 위한 동기 프리앰블 (preamble) 구조를 제안하고 성능을 비교한다. 단말 간 직접 통신을 위해서는 향상된 주파수 및 시간 동기 요구 성능을 만족 시킬 수 있어야 하며, 본 논문에서는 이를 위한 프리앰블 구조를 제안한다. 주파수 영역에서 하나 걸러 하나씩의 부 반송파에는 신호를 전송하지 않는 대신, 나머지 부반송파에서는 심볼 당 에너지를 2배로 전송하는 제안하는 구조가 기존 LTE D2D 프리앰블 구조에 비해 주파수 옵셋 추정 성능은 유지하면서도 시간 옵셋 추정 성능을 크게 향상시킴을 확인하였다.

Key Words : Device-to-Device, D2D, LTE ProSe, Synchronization, Frequency offset, Timing offset, V2V

ABSTRACT

In this paper, an efficient structure of device-to-device (D2D) synchronization preamble is proposed to meet the enhanced time and frequency synchronization requirements for D2D communication. D2D communication can be applied not only for the cellular communications, but also unmaned aerial vehicle communications and vehicle-to vehicle communication. The proposed preamble structure is transmitting signals at every odd subcarriers, and empty the other subcarriers to minimize the effect of inter-carrier interference. According to the simulation results, the proposed preamble structure provides improved time offset estimation performance, without degrading frequency offset estimation performance compared to the current LTE D2D preamble.

*삼성전자 ([email protected]), ^**현대모비스 ([email protected]),

**한국항공대학교 항공전자정보공학부 ([email protected]), 교신저자 : 정영호 접수일자 : 2017년 02월 16일, 최종게재확정일자 : 2017년 03월 29일

I. 서 론

소셜네트워킹 서비스와 같은 인접 단말 간 패킷 전송 서 비스나, 재난 통신 지원, 주파수 효율 향상 등의 목적으로, 기 지국을 거치지 않고, 단말들이 직접적으로 데이터를 송·수신 하는 D2D(Device-to-Device) 통신이 최근 많은 관심을 받 고 있다 [1]-[2]. 더 나아가, 일부 셀룰러 통신 자원을 D2D 통신에 할당하여 긴급 재난 통신을 지원하는 IEEE 802.16.1a 표준화가 완료되었으며 [3], 3GPP에서도 LTE ProSe 또는 LTE Sidelink 라는 이름으로 LTE Release 12 및 13에 반영 되었다 [4]. 이때 D2D 통신에 이용하는 자원은 셀룰러 자원 중 일부를 D2D 통신전용으로 할당 할 수도 있고, 셀룰러 통 신에 이용하고 있는 동일한 시간-주파수 자원을 D2D 통신

에 동시에 사용할 수도 있으며, D2D 통신 단말이 모두 네트 워크 커버리지 내에 있는 시나리오와, 단말 중 일부 또는 전 체가 커버리지 밖에 있는 시나리오를 모두 고려하고 있다 [5].

이러한 다양한 시나리오에서 D2D 통신을 수행하기 위해 서는 D2D 단말 간 주파수 및 시간 동기화 와 탐색 과정이 선결되어야 한다. 기존 LTE 시스템에서는 단말이 기지국이 송신하는 주 동기 신호 (PSS: primary synchronization sequence)와 부 동기 신호 (SSS: secondary synchronization sequence)를 이용하여 기지국 탐색과 동기 획득한다. 커버리 지 내에 있는 D2D 단말은 기지국에 맞추어 주파수 옵셋을 추정하고, 이에 맞추어 보정하는 경우, 서로 다른 기지국이라 도 주파수 편차가 크지 않으므로, 일정 범위 이내로 주파수

… 62 subcarriers

…

Option1

… …

Option2

… … … … 31 subcarriers

Option3

… … … … 31 subcarriers

Option4

frequency

time

그림 1. D2D 동기 프리앰블 설계 후보 안

옵셋을 줄일 수 있으나, 서로 다른 두 단말이 각각 주파수 옵 셋을 추정하므로, 최대 편차가 2배가 되므로, 추가로 주파수 옵셋을 줄일 수 있는 동기 프리앰블이 필요하다. 단말 중 하 나 이상이 커버리지 밖에 있는 경우는 부 반송파 간격을 넘 는 상대적으로 큰 주파수 옵셋이 발생하고, 이의 추정을 위 해 D2D 단말 사이에 동기 프리앰블 송수신을 통해 시간 오 차 추정 후 정수배 및 소수배 주파수 오차 추정 과정이 필요 하다 [6].

시간 동기의 경우, 일반적으로 커버리지 내의 단말은 기지 국에서 거리가 다른 단말의 상향링크 수신신호가 기지국에 서 동일한 시간에 수신될 수 있도록 레인징 (ranging) 과정 을 통해 송신 시간을 조정하고 있으나, D2D 송수신단 사이 에서도, 간섭 신호와 원하는 통신신호의 도달 시간이 CP 길 이 이내로 들어오지 않게 되면 서로 직교하는 자원을 할당하 더라도 부 반송파 간섭이 발생하게 되므로, 커버리지 내라고 하더라도 적절한 시간 옵셋 추정을 위한 동기 채널 구성이 반드시 필요하며, 커버리지 밖에 있는 경우는 더 큰 범위의 시간 동기 옵셋이 발생한다.

이상과 같은 이유로 LTE-Advanced 시스템의 D2D 통신 을 위해서는 반드시 시간 및 주파수 동기 획득을 위한 프리 앰블을 전송해야 하며, 이에 대한 설계가 PSSS (Primary Sidelink Synchronization Signal)/ SSSS(Secondary Sidelink Synchronization Signal))이라는 이름으로 표준화 가 진행 중이다. 현재 표준화 과정에서 제시되는 후보 안은 기존 PSS/SSS에 비해 동기 오차를 줄일 수 있도록 기존 PSS/SSS 신호 또는 변형된 PSS/SSS 신호를 2회 반복하여 전송하는 방식이 주로 고려되고 있다 [7]-[10]. 이 중 SSSS 는 탐색 목적으로 주로 이용하고, 동기 획득 목적의 전송 신 호는 PSSS 신호이다. [11]에서는 단순 반복되는 경우를 포 함한 다양한 프리앰블 구조에 대한 기본 아이디어가 제시되 었다.

현재 D2D 통신은 차량 간 통신, 무인기 간 통신 등 다양한 응용분야에서 적용 가능성을 연구하고 있고, 해당 통신 표준 화에서는 프리앰블 신호는 새롭게 설계될 수 있으므로, 현재 의 LTE Sidelink의 PSS/SSS를 단순히 반복하여 전송하는 구조 이외에 다양한 방식이 고려될 수 있다. 따라서 본 논문

에서는 동일한 자원과 에너지를 사용하는 다양한 D2D 프리 앰블 설계안을 제시하고, 다양한 환경에서의 모의실험을 통 해 주파수 동기 및 시간 동기 오차 성능을 비교하였다. 이를 통하여 주파수 영역에서 하나 걸러 하나씩의 부 반송파에는 신호를 전송하지 않는 대신, 나머지 부반송파에서는 심볼 당 에너지를 2배로 전송하는 제안하는 구조가 부반송파 간 간 섭을 줄여서, 기존 고려되고 있는 LTE 시스템의 PSS를 반 복하는 구조에 비해 주파수 옵셋 추정 성능은 유지하면서도 시간 옵셋 추정 성능 크게 향상시킴을 확인하였다.

Ⅱ. 동기 프리앰블 설계 후보 구조

LTE D2D 통신을 위한 효율적인 동기 프리앰블 구조를 도출하기 위해, 총 자원량을 동일하게 유지하는 그림 1과 같 은 4개의 설계 후보 구조를 제시하였다. 기존 PSS/SSS와 마 찬가지로 대역폭에 상관없이 중심부 부 반송파 만을 이용하 여 정해진 프리앰블을 전송하고, 위 아래로 일정한 개수의 0 부반송파를 삽입하는 것을 가정하였다. 이를 제외한 나머지 부 반송파는 셀룰러 통신이나, D2D 통신에 이용될 수 있다.

본 논문에서는 인접 단말 탐색에 이용하는 SSSS를 제외한 PSSS 구조에 대해서만 고려하고 있다.

Option 1은 길이 62의 Zadoff-Chu (ZC) 수열 [12]인 기존 PSS를 2회 반복하여 전송하는 구조로서, [7]-[10]에서 제시 한 프리앰블 설계안을 대표하며 현재 LTE 규격에 반영된 형 태이다. [7]-[10]은 PSS를 2회 이상의 반복 하는 경우와, 다 양한 반복 패턴을 고려하고 있으나, 다른 설계 안의 경우도 그림 1의 설계안을 해당 방법에 맞추어 쉽게 확장 가능하므 로, 동일한 PSS 신호를 2회만 반복하여 전송하는 구조를 첫 번째 설계안으로 제시하였다. option 2는 option1을 변형하 여, 주파수 영역에서 1개 걸러 하나씩의 부 반송파에서 길이 31의 ZC 수열을 option 1에 비해 2배의 심볼 당 에너지로 전 송하는 대신 나머지 부반송파는 비우는 안이다. option 3와 option 4는 전체 자원 량은 option 1과 2와 동일하게 유지하 면서 주파수 영역 부반송파 개수를 반으로 하는 대신 시간

x1

x2

xN-2

xN-1

xN

x3

M

Subcarriers for preamble

M

Null subcarriers

M

Null subcarriers

Transmitter

M M

M

Receiver

e

x2

xN-2

xN-1

xN

x3

x1

x2

x1

x2

xN-2

xN-1

xN

xN-2

xN-1

xN

그림 2. 정수배 주파수 옵셋 추정 개념도 영역으로 2배 늘린 구조이다. 각각 option 3는 길이 31의 ZC

수열을, option 4는 길이 15의 ZC 수열을 전송한다. 네 가지 option은 전체 점유 자원 량 및 에너지 측면에서 동일하다고 볼 수 있다.

일반적으로 주파수 영역에서 시간 옵셋을 추정하는 경우 는 소수배 주파수 옵셋이 보정되지 않은 상황에서 시간 옵셋 을 추정하게 되는데, option 2와 option 4는 1개 걸러 하나씩 의 부 반송파가 비어 있으므로, 인접한 부 반송파 사이의 차 등 상관 값을 기반으로 계산하는 시간 옵셋 추정에서, 각각 option 1, option 3 대비 인접 부반송파 간 간섭 (ICI: inter carrier interference)의 영향을 줄이는 것을 기대할 수 있다.

한편 option 3와 4의 경우는 각 부반송파의 인접한 두 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing)심볼 사이의 위상차를 측정하여 주파수 영역에서 주파수 옵셋을 추정하는 경우, 보다 많은 누적이 가능하므로, 주파수 옵셋 추정에 있어 option 1, 2 대비 성능 향상을 기대할 수 있다.

예를 들어 option 1의 경우 62개 부반송파에 대해 두 인접 심 볼 사이의 위상차를 1회 계산하게 되어 62개 샘플에 대한 평 균을 이용하여 주파수 옵셋을 추정하게 되지만, option 3의 경우는 31개의 부 반송파에 대해 두 인접 심볼 사이의 위상 차를 3회 계산할 수 있으므로, 총 93개의 샘플에 대한 계산 값을 바탕으로 주파수 옵셋 추정이 가능하게 된다.

Ⅲ. 동기 프리앰블 설계 후보 구조

OFDM 시스템을 위한 시간 및 주파수 옵셋 추정은 일반 적으로 시간 영역 [13]과 주파수 영역 [14] 에서 모두 가능하 며, 시간 영역과 주파수 영역을 혼합하여 추정할 수도 있다 [15]. 그림 1의 D2D 동기 preamble은 전체 부반송파 중 극히 일부에서만 전송되고, 나머지 부반송파는 다른 신호들이 함 께 수신이 되므로, 시간 영역에서의 시간/ 주파수 옵셋 추정 방법의 경우에는 다른 부 반송파에서 수신되는 랜덤한 간섭 신호의 영향으로 인하여, 프리앰블이 수신되는 부 반송파 영 역에 대해서만 주파수 영역에서 계산하는 주파수 영역 동기 획득 알고리즘이 상대적으로 우수한 성능을 보이게 된다. 따 라서 이 장에서는 II 장에서 제시한 프리앰블 설계 옵션에 따 른 주파수 영역 시간 옵셋 및 주파수 옵셋 추정 방법에 대해 정리한다.

1. 시간 옵셋 추정 방법

시간 옵셋이 있는 상태에서 샘플링 된 신호는 송신한 프 리앰블을 시간 영역에서 cyclic shift시킨 모양이므로 주파수 영역에서는 해당 시간 옵셋에 비례하는 위상 회전으로 표현 된다. 따라서 인접 부반송파 간의 위상 차이를 이용하여 시 간 옵셋을 추정할 수 있다. 프리앰블이 송신되는 인접한 부 반송파의 채널 값을 동일하다고 가정하면, option 1과 3은

_   ≈_    이고, option 2와 4는

_   ≈_    이므로, 두 인접 부반송파 사이의 위 상차를 이용하여 심볼 동기의 시점을 추정할 수 있다. 인접 한 부반송파 사이의 송신신호 값이 다르므로, 송신 신호 성 분을 제거한 후 두 신호 사이를 보정해준다.

 













^

 













^

(1)은 [16]에 제시된 시간 옵셋 추정 방법을 option 1과 3 에 확장한 식이고, (2)는 option 2와 4에 대해 확장한 식이다.

여기서^{arg }는 복소수^의 위상으로 나타내고, ^는 번 째 부반송파 송신신호를 나타내며, ^은 번째 안테나의

번째 심볼의 ^번째 부반송파 수신신호를 의미한다. 은 수신 안테나 개수, 는 주파수 옵셋 추정에 이용하는 반복되 는 심볼 개수, 은 프리앰블이 전송되는 부반송파 수를 나 타낸다. (1) 식의 경우 수신 신호에 소수배 주파수 옵셋으로 인하여 인접 부 반송파에서 넘어온 ICI 성분이 있어서 상관 값 계산에 영향을 미치게 되나, (2) 식의 경우에는 두 개 떨 어진 부 반송파의 채널 값을 같다고 가정함으로 인한 성능 저하 요소가 있으나, ICI 영향을 줄일 수 있다.

2. 주파수 옵셋 추정 방법

OFDM 시스템에서 정규화된 주파수 옵셋은 다음과 같이 정의된다.

  ∆ ·__{  } _ _ (3)

이 때^∆는 반송파 주파수 옵셋이고, 는 샘플링 주기,

_는 와 가장 근접한 정수를 나타내고, 는 에서 정수 부 분을 제외한 소수점 이하 부분을 의미한다. 수신 단에서 주 파수 옵셋은 0.5보다 커질 수 있으므로 와 는 독립적으 로 추정되어야 하며, 먼저 에 대해 추정 및 보상 후 를 추정한다. 먼저 정수배 주파수 옵셋은 주파수 영역에서 프리 앰블 수열의 이동으로 표현되므로, 그림 2와 같이 송신 프리 앰블 수열 대비 부 반송파 이동 간격을 추정하는 기법을 이 용하여 추정한다.

_ argmax_{ ≤  ≤}







 

  





  





  

  





 _







(4)

_ argmax_{ ≤  ≤}

 





 

  





  





  

  











(5)

(4)는 option 1과 3에 대한 식이고, (5)는 option 2와 4에 대한 식이다. 인접 부반송파 사이의 채널 응답 값이 유사하 다고 가정하면, 정확한 정수배 이동에 맞추어 전송 데이터 값을 제거해 준 경우의 (4)와 (5)의 상관 값이 가장 크게 나 타나게 되는 원리를 이용한 것이다. 여기서, 는 전체 FFT 수, ^은 정수배 주파수 옵셋을 나타낸다. 주파수 영역 에서 주어진 범위에서 수신신호를^씩 이동시켜 상관값을 얻고, 상관값이 가장 큰 값이 정수배 주파수 옵셋 추정값이 되게 된다.

추정된 를 이용하여 주파수 영역에서 부반송파 시작점 을 보정한 후 주파수 옵셋의 소수점 이하 부분을 인접한 심 볼간 위상차를 이용하여 추정한다 [14]. (6)은 option 1과 3에 대한 식이고, (7)은 option 2와 4에 대한 식이다.

_ 

 



 

  





  

 



  











_ 

 



 

  





  

 



  











총 ^ 샘플에 대한 계산 결과를 바탕으로 주파수 옵셋 값을 추정하게 되는데, option 3, 4의 경우 option 1, 2에 비해N 값은 반이 되지만, S-1 값은 1에서 3으로 3배가 되므 로, 1.5배의 샘플을 이용하여 추정이 가능하게 되어 성능 향 상을 기대할 수 있다.

표 1. 성능 평가 환경

Parameter Value

Carrier Frequency 5.7 GHz

Bandwidth 10 MHz

FFT size 1024

CP size 72

Sampling rate 15.36 MHz

Number of transmit antennas 1 Number of receive antennas 2

Channel Ped.B 3km/h

Veh.A 60km/h

Timing offset 72 samples

Residual timing offset 10 samples Normalized frequency offset 0.2 preamble transmission period 5ms

Ⅳ. 성능 평가 및 결과 분석

Preamble을 이용한 동기 성능 분석을 시행한 모의실험 환 경을 정리하면 표 1과 같다. 기본적으로 10MHz 대역폭의 LTE 스펙을 따랐으며, ITU-R Ped. B 3km/h 환경과 Veh.A 60km/h 환경에서 모의실험을 실시하였다.

II장에서 설명한 네 가지 동기 프리앰블 설계 안에 대해 III 장에서 제시한 주파수 동기 및 시간동기 추정 방법에 따라 구한 추정 성능을 비교한 결과는 그림 3 ～ 그림 7과 같다.

본 논문에서는 그림 1과 같이 기존 PSS/SSS와 동일하게 5ms 주기로 2개의 OFDM 심볼에서 프리앰블을 전송하는 구 조만을 대상으로 성능을 비교하였고, 5ms 주기로 전송되는 프리앰블을 2번 수신하여 계산하는 것을 가정하였다. 만약 프리앰블 전송에 추가적인 자원을 사용하는 경우 각 옵션별 로 동일하게 자원량을 늘리게 되면 동일한 비율로 성능이 향 상될 것이므로 옵션별 성능 순서는 변하지 않는다.

그림 3 ～ 4의 주파수 옵셋 추정 오류 값의 경우 두 채널 환경에서 모든 설계 옵션이 0dB 미만에서 부반송파 간격의 1%에 해당하는 MSE^{ }을 만족하므로, 모두 우수한 성능 을 보였다. 주파수 옵셋의 경우 (6), (7)과 같이 인접한 OFDM 심볼 간 위상 변화를 계산하므로, 앞에서 언급한 바 와 같이 상대적으로 시간 영역에서 반복되는 심볼 수 S가 클 수록 계산 샘플 수가 증가하게 되어 option 3, 4가 option 1, 2에 비해 유리하다. 하지만 만약 프리앰블 자원 량을 늘리게 되면, ^   값은 점점 2에 가까워지므로 부 반송 파 개수가 1/2이 되는 것에 상쇄가 되어, 심볼 수를 늘림에 따른 성능 이득은 점점 줄어들게 될것을 예상할 수 있다. 한 편 일부 부 반송파를 비우는지 여부에 따른 성능 차는 크지 않는데, 이는 (6) 식에서 수신 신호에 ICI가 포함 되어 있더

-5 0 5 10 10¹

10² 10³ 10⁴

E_s/N₀(dB)

MSE of timing offset estimation error

option 1 option 2 option 3 option 4

그림 5. 동기 프리앰블 설계 후보안에 따른 시간 옵셋 추정 오류 (Ped.B 3km/h)

-5 0 5 10

10¹ 10² 10³ 10⁴

E_s/N_o(dB)

MSE of timing offset estimation error

option 1 option 2 option 3 option 4

그림 6. 동기 프리앰블 설계 후보안에 따른 시간 옵셋 추정 오류 (Veh.A 60km/h)

-5 0 5 10

10^-6 10^-5 10^-4 10^-3 10^-2

E_s/N_o(dB)

MSE of normalized freq. offset

option 1 option 2 option 3 option 4

그림 3. 동기 프리앰블 설계 후보안에 따른 주파수 옵셋 추정 오류 (Ped.B 3km/h)

-5 0 5 10

10^-6 10^-5 10^-4 10^-3 10^-2

E_s/N_o(dB)

MSE of normalized freq. offset

option 1 option 2 option 3 option 4

그림 4. 동기 프리앰블 설계 후보안에 따른 주파수 옵셋 추정 오류 (Veh.A 60km/h)

라도, 인접한 두 OFDM 심볼의 해당 부 반송파에 포함된 ICI 가 동일하므로, 잡음으로 작용하지 않기 때문이다. 주파수 옵 셋 추정 알고리즘이 인접한 두 심볼 사이의 채널 변화가 없 다는 가정 하에서 유도된 것이므로, 그림 4의 Veh. A 60km/h 이동 환경에서의 성능이 그림 3의 Peb. B 3km/h 상 황에 비해 나쁘게 나타나고, 일정 값 이하로 떨어지지 않는 현상을 보인다.

(1), (2)와 같이 인접한 부 반송파 간 상관을 구하는 시간 옵셋 추정의 경우에는 한 개의 부반송파를 비워서 주파수 옵 셋의 영향에 따른 ICI의 영향을 줄인 option 2와 option 4가 option 1, option 3에 비해 우수한 성능을 보인다. 이러한 성 능 이득의 원인이 주파수 옵셋에 따른 ICI임을 확인하기 위 해 주파수 옵셋이 없는 환경에서 설계 후보 안들에 대해 시 간 옵셋 추정 성능을 비교한 결과는 그림 7과 같다. 이 경우

__ 값이 증가함에 따라 유사한 값으로 수렴하는 것을 확 인 할 수 있다. 한편 주파수 영역 부반송파를 줄인 option 3, option 4에 비해 option 1, 2가 우수한 성능을 보인다. 한편 주파수 영역에서 인접한 부반송파 채널 값의 변화가 없다고 가정하는 시간 옵셋 추정에 있어서는 상대적으로 주파수 선 택도가 낮고, 시간 다이버시티 효과를 얻을 수 있는 그림 6의 Veh.A 60km/h 채널환경에서 그림 5의 Ped.B 3km./h 환경보 다 더 우수한 성능을 보인다.

이상의 모의실험 결과를 토대로 판단해 볼 때 D2D 통신 을 위한 프리앰블은 option 1, 3와 같이 기존 PSS를 반복하 는 구조보다는 주파수 영역에서 주기적으로 신호를 전송하 지 않는 option 2, 4와 같은 구조가 주파수 옵셋 성능은 동일 하게 유지하면서도 시간 옵셋 성능을 향상 시킬 수 있으므로 유리하다. 추가로 신호가 전송되는 샘플의 수가 1/2이 되므 로, 계산 량도 반으로 줄일 수 있는 장점도 기대할 수 있다.

-5 0 5 10 10¹

10² 10³ 10⁴

E_s/N_o(dB)

MSE of timing offset estimation error option 1 option 2 option 3 option 4

그림 7. 동기 프리앰블 설계 후보안에 따른 시간 옵셋 추정 오류 (Ped.B 3km/h, freq. offset : 0)

V. 결 론

본 논문에서는 D2D 통신을 위한 효율적인 동기 프리앰블 구조를 제시하였다. 전체 부반송파를 프리앰블 전송에 이용 하는 경우 시간 영역 반복 횟수를 늘리기 위해 사용되었던 주파수 영역에서 하나 걸러 하나씩의 부 반송파에 신호를 전 송하는 프리앰블 구조가, 일부 부 반송파에서만 프리앰블을 전송하는 OFDMA 환경에서도 전체 부반송파를 이용하여 전송하는 LTE ProSe 표준에 반영된 프리앰블 구조에 비해 ICI 감소를 통해 우수한 시간동기 성능을 얻을 수 있음을 확 인하였다.

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531-532, July 1972

[13] T.M Schmidl and D.C.Cox, “Robust frequency and timing synchronization for OFDM,” IEEE Trans. Commun., vol. 45, pp. 1613-1621, Dec. 1997.

[14] P. Moose, “A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correlation,” IEEE Trans.

Commun. vol. 42, pp. 2908-2914, Oct. 1994.

[15] J. M. Bae, H. S. Kim, S. C. Chang, C. S. Yoon, and J. H.

Choi, “Time and Frequency Synchronization Algorithm for IEEE 802.16.1a Based Talk-around Direct Communications,”

J. Korea Inform. Commun. Society (J-KICS), vol. 38, no. 2, pp. 191-200, Feb. 2013.

[16] Y. S. Jo, J. K. Kim, and W. Y. Yang, MIMO-OFDM Wireless Communications with MATLAB, Hongreung Science Publishing, 2008

저자

김 종 훈(Jong-Hoon Kim)

․2013년 : 한국항공대학교 항공전자 및 정보통신공학부 학사 졸업

․2015년 : 한국항공대학교 정보통신공 학과 공학석사

․2015년 ～ 현재 : 삼성전자

<관심분야> : 5G 이동통신, 디지털 방송

성 기 영(Ki-Young Sung)

․2013년 : 한국항공대학교 항공전자 및 정보통신공학부 학사 졸업

․2015년 : 한국항공대학교 정보통신공 학과 공학석사

․2015년 ～ 현재 : 현대모비스

<관심분야> : 차량통신, 5G 이동통신

정 영 호(Young-Ho Jung) 정회원

․1998년 : KAIST 전기 및 전자공학과 (공학사)

․2000년 : KAIST 전기 및 전자공학과 (공학석사)

․2004년 : KAIST 전기 및 전자공학과 (공학박사)

․2004년 ～ 2006년 : 삼성종합기술원 전문연구원

․2005년 : Stanford University Visiting Scholar

․2006년 ～ 2007년 : 삼성전자 책임연구원

․2007년 9월 ～ 현재 : 한국항공대학교 항공전자정보공학부 부교수

<관심분야> : 이동통신, 무인기통신, 통신 신호처리