다중공진회로를 이용한 고효율 DC-DC 컨버터
High-Efficiency DC-DC Converter
using the Multi-Resonant-Circuit
정 강 률
*★Gang-Youl Jeong
*★ AbstractThis paper presents the high-efficiency DC-DC converter using the multi-resonant-circuit. The proposed converter has the power topology of half-bridge and utilizes the multi-resonant-circuit that is composed of 2 inductors (LL) and 1 capacitor (C) to achieve high-efficiency. The multi-resonant-circuit forms each resonant circuit of series circuit type with each resonant frequency, according to the operation modes. This paper first describes the operation pirinciples of proposed converter by the operation modes and steady-state fundamental approximation modelling. Then it shows a design example of the proposed converter based on the principles. And it is validated that the proposed converter has the operation characteristics of high-efficiency DC-DC power conversion through the experimental results of prototype converter implemented by the designed circuit parameters.
요 약 본 논문에서는 다중공진회로를 이용한 고효율 DC-DC 컨버터를 제안한다. 제안한 컨버터는 하프브리지 전력구조이며 컨 버터의 고효율화를 위해 2개의 인덕터(LL)와 1개의 커패시터(C)로 구성된 다중공진회로를 이용한다. 이 다중공진회로는 동 작모드에 따라, 각각의 공진주파수를 가진 직렬회로 형태의 공진회로를 각각 형성한다. 본 논문에서는 먼저, 동작모드와 정상 상태 기본파 근사 모델링에 의해 제안한 컨버터의 동작원리를 설명한다. 그다음 이에 근거하여 제안한 컨버터의 설계예시를 보인다. 그리고 설계된 회로 파라미터에 의해 제작된 프로토타입 컨버터의 실험결과를 통하여 제안한 컨버터의 고효율 DC-DC 전력변환 동작특성을 입증한다.
Key words：multi-resonant-circuit, resonant frequency, series circuit type, half-bridge, DC-DC power conversion
* Department of Electronic Information Engineering, Soonchunhyang University ★ Corresponding author
E-mail：[email protected], Tel：+82-41-530-1337 ※ Acknowledgement
This work was supported by the Soonchunhyang University Research Fund. Manuscript received Feb. 22, 2021; revised Mar. 31, 2021; accepted Mar. 31, 2021.
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Ⅰ. 서론
산업현장에서 DC 전원장치들의 고도화를 위한 노 력들이 계속되고 있다. 이러한 노력들 중의 대표적 인 기술이 스위칭모드 전원공급장치(SMPS; Switch
Mode Power Supply)이다. SMPS는 전력반도체스 위치(스위치)를 고주파 스위칭함으로써 안정적으로 직류전원을 공급하며 그 부피를 최소화한다. 산업 현장의 SMPS는 전통적 방식의 펄스폭변조(PWM; Pulse-Width Modulation) 컨버터가 주를 이룬다.
전통적 PWM 컨버터는 대체로 그 적용의 용이성 으로 인해 하드스위칭으로 듀티비를 제어하여 전 력의 흐름을 제어한다. 하지만 이럴 경우, 컨버터 스위치의 전류/전압의 상태가 급작스럽게 변하게 되고 이로 인한 스위칭 손실과 노이즈가 심각하게 발생하는 단점이 생긴다[1-2]. 한편, 전통적 PWM 컨버터의 단점을 극복하기 위하여 공진 기법을 이용한 컨버터들이 제안되었 다. 공진 컨버터는 전력을 정현파 형태로 처리하고 스위치는 전류나 전압의 충격이 없이 전류(轉流, commutation)한다. 그리하여 스위칭 손실이나 노 이즈를 현저하게 감소시킬 수 있다. 이런 이유로 공진형 컨버터는 다양한 산업응용에서 주목을 받 았다. 공진형 컨버터 중에서 가장 간단하고 유명한 것은 인덕터-커패시터 하프브리지 직렬공진컨버터 (-HBSRC; Half-Bridge Series Re -sonant
Converter)이다. -HBSRC에서 2차측 부하는 1 차측으로 반영되어 공진회로와 직렬 형태로 위 치한다. 그리하여 DC 입력전압은 부하와 공진 회로 사이에서 분압된다. 하프브리지 스위치의 스 위칭주파수를 변화시킴으로써 공진회로의 임 피던스가 변하게 되며, -HBSRC의 전압이득은 항상 1보다 작다(<1). 그러나 경부하 조건일 때 부 하 임피던스는 공진회로의 임피던스에 비해 매우 크다. 그러면 DC 입력전압의 대부분이 부하에 인 가되고, 이로 인하여 부하의 전압조정이 매우 어렵 게 되는 단점이 생긴다[5-7]. -HBSRC의 단점을 극복하고자 이 구조를 수 정한 다중공진 DC-DC 컨버터가 제안되었다. 이 컨버터는 기존의 직렬 공진회로에 변압기 1차 측의 자화인덕턴스를 직렬로 삽입하여 동작모드에 따라 다중공진 하도록 함으로써 구현된다. 즉 2개 의 인덕터()와 1개의 커패시터()를 공진에 이 용하는 구조로, 이런 컨버터를 공진 컨버터라 고도 한다. 다중공진 컨버터는 입력전압과 부하의 변화에 대해 상대적으로 작은 스위칭주파수의 변 화로도 출력전압을 조정할 수 있으며 전 동작영역 에 대해 소프트스위칭을 달성할 수 있는 장점이 있 다[8-13]. 본 논문에서는 다중공진회로를 이용한 고효율 DC-DC 컨버터가 제안된다. 제안한 컨버터는 하프 브리지 전력구조를 이용하고 2개의 인덕터와 1개 의 커패시터를 이용한 직렬 다중공진회로로써 고 효율화를 달성한다. 다중공진회로는 동작모드에 따 라 과 또는 과 의 형태로 직렬 공진회로를 형성하고 각각에 해당되는 공진주파수를 발생한다. 제안한 컨버터는 스위칭주파수를 변화시켜 각 공 진 회로소자의 임피던스를 변화시킴으로써 출력전 압을 조정한다. 본 논문은 대체로 다음과 같이 구성된다. 먼저, 제안한 컨버터의 동작모드와 정상상태 기본파 근 사 모델링에 의해 컨버터의 동작원리를 설명한다. 그리고 동작원리에 근거한 컨버터 설계예시를 보 인다. 그다음 설계예시에서 선정된 각 회로파라미 터로 제작된 프로토타입 컨버터의 실험결과로 제 안한 컨버터의 동작특성을 입증하고, 마지막으로 결론을 맺는다. Ⅱ. 제안한 컨버터의 동작원리 그림 1은 제안한 고효율 DC-DC 컨버터의 회로 를 보인다. 제안한 컨버터는 하프브리지 전력구조 이고 센터탭 방식의 변압기 를 주변압기로 이용 한다. 변압기의 권선비는 이고, 1 차측 권선의 자화인덕턴스와 누설인덕턴스는 각각 과 이며, 2차측 각 권선의 누설인덕턴스는 과 ()이다. 은 공진커패시턴 스이다. 또한 와 는 50%의 듀티비를 가지고 가변 스위칭주파수로 동작하는 MOSFET 스위치 이며, 와 그리고 와 는 각각 MOSFET 와 의 출력커패시턴스와 기생다이오드이다. 그리고 과 는 2차측 출력다이오드이다. Vi T Co Vo v1 Lm Cr Ll1 QB i21 i1 iLm DTCT vQT vCr Ro i22 Io D21 D22 Ll21 N1 N21 Ll22 QT N22 v21 v22 vQB DBCB iQT iQB io vD21 vD22
Fig. 1. The circuit of proposed high efficiency DC-DC converter.
1. 동작모드 분석 제안한 컨버터의 동작은 정상상태 한 주기 동안 6개의 동작모드로 구분된다. 이에 따라, 그림 2는 제안한 컨버터 주요부의 이론적 동작파형을 보이 고, 그림 3은 각 동작모드의 등가회로를 보인다. 참 고로, 그림 3의 등가회로에서 짙은 선은 전류가 흐 르는 선을 나타내고 옅은 선은 전류가 흐르지 않는 선을 나타낸다. vQB i1, iLm i21 i22 t t t t0 t1t2t3 t4t5t0' t iQT iQB t t vQT vgsT vgsB t t t i1 iLm
Fig. 2. The theoretical operation waveform of the main parts of proposed converter. 그림 2. 제안한 컨버터 주요부의 이론적 동작파형 먼저, 컨버터의 정상상태에서 모드 1의 동작을 시작하기 전에 1차전류 은 스위치 의 기생다이 오드 를 통하여 음(-)의 방향으로 흐르고 있다 고 가정한다. 가. 모드 1(∼ ) 스위치 의 기생다이오드 를 통해 음(-)의 방향으로 흐르던 1차전류 이 방향을 바꾸기 전에, 시간 에서 의 구동신호 를 인가하여
를 영전압 스위칭(ZVS; Zero Voltage Switching) 으로 턴온한다. 그러면 그림 3(a)의 모드 1의 회로 가 형성되고, 1차전류 i1은 방향을 바꾸어 양(+)의 방향으로 흐르게 되며 2차측 출력다이오드 은 턴온하여 2차측 출력전류를 흘린다. 이때 모드 1의 등가 직렬인덕턴스 ()과 공 진 커패시턴스 은 직렬 공진하며 1차전류 은 다음의 식과 같이 흐른다.
⋅ sin cos (1) 여기서
은 모드 1의 공진 각주파수이다. 공진 커패시터 의 전압 은 다 음과 같이 계산된다.
(2) 이때 자화전류 은 변압기 1차측으로 근사/반영 된 출력전압 에 의하여 다음과 같이 선형적으 로 증가한다. (3) 1차전류 이 시간 에서 자화전류 과 같아 지면, 2차 출력다이오드 의 전류 이 0이 된다. 그러면 이 영전류 스위칭(ZCS; Zero Current Switching)으로 턴오프되고 모드 1은 끝이 난다. 이 모드에서 1차측 에너지는 변압기 를 통하여 2 차측으로 전달된다. 나. 모드 2(∼ ) 시간 에서 2차 출력다이오드 이 ZCS로 턴오프 되고 또 다른 2차 출력다이오드 는 이미턴오프 상태에 있어서, 변압기 의 1차측과 2차측 이 분리된 그림 3(b)의 회로가 형성된다. 그러면 등 가 직렬인덕턴스 과 공진 커패시턴스 이 직렬 공진하여 다음과 같은 1차전류 이 흐른다.
⋅ sin cos (4) 여기서
은 모드 2의 공진 각 주파수이다. 다. 모드 3(∼ ) 시간 에서 스위치 구동신호 를 제거하여 스위치 를 턴오프한다. 그러면 그림 3(c)의 회로 가 형성되어, 1차전류 은 계속하여 양(+)의 방향 으로 흐르면서 스위치 와 의 기생커패시턴스 와 를 각각 충전하고 방전한다. 충전된 기생 커패시턴스 의 전압 를 모두 방전하여 시간 에서 이 되면 기생다이오드 가 턴온 된다. Vi T Co Vo v1 Lm Cr Ll1 QB i21 i1 iLm DTCT vQT vCr Ro i22 Io D21 D22 Ll21 N1 N21 Ll22 QT N22 v21 v22 vQB DBCB iQT iQB io vD21 vD22 (a) Mode 1(∼). (a) 모드 1(∼) Vi T Co Vo v1 Lm Cr Ll1 QB i21 i1 iLm DTCT vQT vCr Ro i22 Io D21 D22 Ll21 N1 N21 Ll22 QT N22 v21 v22 vQB DBCB iQT iQB io vD21 vD22 (b) Mode 2(∼). (b) 모드 2(∼) Vi T Co Vo v1 Lm Cr Ll1 QB i21 i1 iLm DTCT vQT vCr Ro i22 Io D21 D22 Ll21 N1 N21 Ll22 QT N22 v21 v22 vQB DBCB iQT iQB io vD21 vD22 (c) Mode 3(∼). (c) 모드 3(∼) Vi T Co Vo v1 Lm Cr Ll1 QB i21 i1 iLm DTCT vQT vCr Ro i22 Io D21 D22 Ll21 N1 N21 Ll22 QT N22 v21 v22 vQB DBCB iQT iQB io vD22 vD21 (d) Mode 4(∼). (d) 모드 4(∼) Vi T Co Vo v1 Lm Cr Ll1 QB i21 i1 iLm DTCT vQT vCr Ro i22 Io D21 D22 Ll21 N1 N21 Ll22 QT N22 v21 v22 vQB DBCB iQT iQB io vD21 vD22 (e) Mode 5(∼ ) (e) 모드 5(∼ ) Vi T Co Vo v1 Lm Cr Ll1 QB i21 i1 iLm DTCT vQT vCr Ro i22 Io D21 D22 Ll21 N1 N21 Ll22 QT N22 v21 v22 vQB DBCB iQT iQB io vD22 vD21 (f) Mode 6(∼ ′ ) (f) 모드 6(∼ ′ )Fig. 3. The equivalent circuits of each operation mode. 그림 3. 각 동작모드의 등가회로
이 모드는 스위치 와 가 모두 턴오프되므로 데드타임(dead-time) 모드이다. 라. 모드 4(∼ ) 시간 에서 스위치 구동신호 를 인가하여 를 ZVS로 턴온하면, 그림 3(d)의 회로가 형성되 고 는 온상태가 된다. 그러면 1차전류 은 등가 직렬인덕턴스 ()와 공진 커 패시턴스 이 직렬 공진하여 다음과 같이 정현파 적으로 흐른다.
⋅ sin cos (5) 여기서
은 모드 4의 공진 각주파수로, 모드 1의 공진 각주파수와 같은 값이 다. 그리고 자화전류 은 변압기 1차측으로 근사/ 반영된 출력전압 에 의하여 다음의 식과 같이 선형적으로 감소한다. (6) 1차전류 과 자화전류 은 모두 이 모드 중에 도통방향을 전환한다. 공진 커패시터 의 전압 은 다음의 식에 의 해 계산된다.
(7) 이 모드의 끝부분인 시간 에서 1차전류 은 자화전류 과 같아지고, 2차 출력다이오드 의 전류 는 이 된다. 마. 모드 5(∼ ) 시간 에서 2차 출력다이오드 가 ZCS로 턴오프 된다. 그러면 2개의 2차 출력다이오드 과 가 모두 턴오프 상태가 되어 변압기 의 1차 측과 2차측이 분리되고, 그림 3(e)의 등가회로가 형 성된다. 이 때 등가 직렬인덕턴스 이 공진 커패시턴스 과 직렬 공진한다. 그러면 1차전류 은 다음의 식과 같이 흐른다.
⋅ sin cos (8) 여기서
은 모드 5의 공진 각 주파수이며 모드 2의 공진 각주파수와 같은 값이 다. 이 모드의 동작은 모드 2와 유사하다. 바. 모드 6(∼ ′) 시간 에서 스위치 구동신호 를 제거하여 스위치 를 턴오프함으로써 그림 3(f)와 같은 등 가회로가 형성된다. 그러면 1차전류 은 모드 5와 같이 계속 음(-)의 방향으로 흐르면서 스위치 의 기생커패시턴스 를 방전하고 스위치 의 기 생커패시턴스 를 충전한다. 그래서 기생커패시 턴스 의 전압 가 시간 ′에서 이 될 때 기생다이오드 는 턴온된다. 이것은 모드 1에 서 스위치 의 ZVS 조건을 형성하는 것이다. 이 모드는 모드 3과 같이 스위치 와 가 모두 턴 오프되는 데드타임(dead-time) 모드이다. 시간 ′이 되면, 제안한 컨버터의 한 주기 동 작모드가 종료되고, 모드 1부터 컨버터의 한 주기 동작이 다시 시작되어 계속 반복된다. 2. 정상상태 기본파 근사 모델링 그림 1의 제안한 고효율 DC-DC 컨버터 회로의 스위치 와 의 하프브리지 폴(pole) 전압 는 구형파로 공진회로에 인가된다. 공진회로는 고조파 전압을 필터링하는 효과가 있으므로, 본질적으로 정현파 전류만 공진회로를 통과한다. 따라서 공진 회로의 이런 필터링 동작은 공진 컨버터의 전압이 득을 얻기 위한 기본파 근사 모델링을 가능하게 한 다. 이 모델링에서는 공진회로에 대한 구형파 입력 전압의 기본파 성분만이 출력단으로의 전력전달에 기여한다고 가정한다. 그림 4는 제안한 DC-DC 컨버터의 간략화 모델 이다. 여기서 ′은 그림 1의 2차측 부하저항 와 출력측 각 회로요소의 손실을 함께 고려한 가상의 부하저항이고, 는 등가 누설인덕턴스이다. 그림 4(a)의 비선형 비정현 회로모델은 기본파 근사 모 델링에 근거하여 근사적으로 그림 4(b)의 선형 정 현파 교류회로로 모델링 될 수 있다.vQB Cr Lle Lm R'o v1 I'o i1 vQB v1 im
(a) The nonlinear and nonsinusoidal circuit. (a) 비선형 비정현 회로 vqbf Cr Lle Lm Rof vof iof i1f imf
(b) The linear sinusoidal AC circuit. (b) 선형 정현파 교류회로
Fig. 4. The simplified model of proposed DC-DC converter. 그림 4. 제안한 DC-DC 컨버터의 간략화 모델 그림 4(b)에서, 공진회로에 대한 구형파 입력전압 의 기본파 전압 는 다음으로 표현된다. sin (9) 여기서 는 스위칭 각주파수이다. 그림 4(a)의 출력측은 역시 구형파로 근사할 수 있으므 로, 그림 4(b)의 출력측 기본파 전압 는 다음과 같이 표현된다. sin (10) 여기서 는 와 간의 위상각이다. 또한 출 력측 기본파 전압 에 대응하는 출력 기본파 전 류 는 다음과 같이 표현된다. sin (11) 여기서 는 와 간의 위상각이다. 그러면 기 본파 출력 등가저항 는 다음과 같이 계산된다. (12) 여기서 와 는 각각 와 의 실효치이며, 는 출력부하 저항이다. 그림 4(b)는 단일 주파수 정현파 교류회로이므로, 회로 해석은 일반적인 정 현파 교류회로에서 하는 것과 같은 방식으로 할 수 있다. 또한 스위칭 각주파수는 편의를 위하여 일반 적인 정현파 각주파수 로 대치할 수 있 다. 그러면 자화전류 기본파 의 실효치 는 다 음과 같이 계산된다. (13) 그리하여 그림 4(b)의 직렬 공진회로를 흐르는 전류 의 실효치 는 다음과 같이 계산된다.
(14) 제안한 DC-DC 컨버터의 기본파 근사 모델 회로 인 그림 4(b)의 전압이득 는 제안한 DC-DC 컨 버터의 입출력 DC 전압이득 와 그림 4(a)의 입출력 전압이득을 이용하여 다음과 같이 근사적 으로 얻을 수 있다. ≈ (15) 여기서 와 는 각각 와 의 실효치이 다. 그림 4(b)의 회로로부터, 전압이득 는 회로 파라미터에 의한 전압이득 또는 전압전달 함수식 으로 다음의 식과 같이 나타낼 수도 있다.
(16) 제안한 컨버터의 근사 출력전압식은 식 (15)로부 터 다음과 같이 표현된다. ⋅ (17) Ⅲ. 설계 예시 제안한 컨버터의 구현 가능성과 성능을 보이기 위해, Ⅱ절의 설명에 근거하여 다음의 사양으로 프로토타입 컨버터를 설계한다. • 입력전압： V • 스위칭 주파수 범위： ∼ kHz • 출력전압 범위： ∼ V • 최대 출력전력： W 먼저, 변압기 의 권선비 을 식 (15)에 의하여 다음의 식으로 계산한다. ⋅
≒ ⇒ (18) 변압기 의 1차 권선수 은 인덕턴스와 변압기 코어의 자속 특성을 이용하여 다음의 식에 의해 계 산한다[14]. max⋅⋅ (19) 여기서 max와 는 각각 변압기 를 구현하기 위해 이용된 변압기 코어 PQ3230의 최대 자속밀도 와 유효 단면적이며, 는 컨버터의 스위칭 주파수 로 설계사양의 최대 스위칭 주파수 max로 둔 다. 그리하여 변압기 의 1차 권선수는 턴 으로 선정한다. 그리고 2차측의 각 권선수는 식 (18)에 의하여 턴으로 선정한다. 다중공진 DC-DC 컨버터의 1차측 주스위치들이 ZVS 조건으로 동작하도록 하기 위해서는 그림 2의 시간 와 에서의 1차전류가 각각 이고 이어야 한다. 또한 컨버터 2차측의 출력 다이오드를 ZCS로 동작시켜 도통손실을 최소 화하기 위해서는 스위칭주파수 가, 2개의 공진 주파수 과 중, 높은 공진주파수 보다 낮은 조건(≤ )에서 동작하여야만 한다. 그러므로 컨 버터가 최적 효율조건으로 동작하도록 하기 위해서 는 자화인덕턴스 이 다음 조건을 만족해야 한다. ≤ ⋅ ⋅ (20) 여기서 와 는 각각 MOSFET 스위치의 데 드타임과 기생 커패시턴스이다. 그림 2로부터 2차측 출력전류 는 전파정류 정 현파로 근사할 수 있다. 그러므로 2차 출력 다이오 드 전류 과 의 최대치 max는 다음과 같다. max max (21) 여기서 max는 컨버터가 최대 출력전력 시 최소 출력전압으로 동작할 때 2차 출력 다이오드 전류의 평균치이다. 그러면 max는 max≒ A 정도로 계산된다. 그리고 2차 출력 다이오드의 최대 내압 은 컨버터 회로의 접속구조에 의하여 max V 이다. 그러므로 설계마진과 부품 구입의 용이성을 고려하여 2차 출력 다이오드로 150V/20A급의 MBRF20150을 선정한다. 또한 컨버터 1차 전류의 최대치 max는 변압기의 권선비 에 의하여 다음 과 같다. max max (22) 그리하여 1차 전류의 최대치는 max≒ A 정도 로 계산된다. 그리고 1차 스위치의 내압이 회로의 구조를 따라 max V이므로 설계마진과 부품 구입의 용이성을 고려하여 1차 주스위치 MOSFET 으로 500V/12A급의 STP12NM50을 선정한다. 컨버터 1차측의 주스위치 MOSFET이 ZVS로 동 작하기 위해서는 다음의 식을 만족하여 충분한 데 드타임을 확보하여야 한다. ≥ ⋅ ⋅max⋅ (23) 여기서 는 데드타임 기간인 모드 1과 4에서 의 1차전류 값이다. 주스위치로 선정된 MOSFET 의 기생 커패시턴스는 공칭값으로 pF이고 설계사양을 따라 공진주파수 을 ≈ max kHz로 두고 식 (20)과 (23)으로부터 자화인덕턴스는 H로 선정하고 데드타임은 nsec 로 선정한다. 그리하여, 앞서 선정된 변압기 권선수 와 자화인덕턴스를 선정된 변압기 코어 PQ3230에 리츠와이어로 권선하고 적절한 공극(air-gap)을 삽 입하여 변압기 를 구현한다. 이때 선정된 자화인 덕턴스를 위해 생성된 1차 누설인덕턴스와 2차 누설 인덕턴스는 각각 약 H이고 H이다. 공진 커패시턴스 은 모드 1 또는 4의 공진 각 주파수
을 이용하여 다음의 식으로 구한다.Fig. 6. The voltage and current of secondary output diodes. 그림 6. 2차측 출력 다이오드의 전압과 전류 (24) 여기서 은 모드 1 또는 4의 공진 주파수이다. 식 (24)에서 을 앞서 선정한 값으로 두어 공진 커패시턴스 을 계산하여 nF으로 선 정한다. Ⅳ. 실험 결과 제안한 다중공진 DC-DC 컨버터의 유효성을 보 이기 위하여, Ⅲ절의 설계 예시에서 선정된 각 회 로 파라미터로 프로토타입 컨버터를 제작하고 다 음과 같은 실험을 실시하였다. 컨버터의 제어기로 는 TEA1610을 이용하였다.
(a) The switch .
(a) 스위치
(b) The switch .
(b) 스위치
Fig. 5. Each driving signal, voltage and current of the
switches and . 그림 5. 스위치 와 의 각 구동신호, 전압 및 전류 그림 5(a)와 (b)는 제안한 컨버터의 MOSFET 스 위치 와 의 게이트-소스 구동신호 와 , 드레인-소스 전압 와 및 스위치 전류 와 를 각각 보인다. 이로부터 스위치 와 가 각 각 ZVS로 턴온되는 것을 확인할 수 있는데, 이것 은 제안한 컨버터의 1차 스위치들의 스위칭 손실이 최소화됨을 의미하는 것이다.
(a) At the minimum output voltage( V).
(a) 최소 출력전압( V)
(b) At the maximum output voltage( V).
(b) 최대 출력전압( V)
Fig. 7. Each output voltage, primary current and secondary output diode current at the minimum and maximum output voltage (under full load concition).
그림 7. 최소 출력전압과 최대 출력전압 시의 각 출력전압, 1차전류, 2차 출력 다이오드 전류(최대 출력 부하 조건)
(a) output power W. (a) 출력전력 W (b) output power W. (b) 출력전력 W (c) output power W. (c) 출력전력 W
Fig. 8. The primary voltage and current and output voltage and secondary output diode current according to the load variation (under maximum output voltage). 그림 8. 부하 변동에 따른 1차 스위치 전압, 전류 및 출력 전압과 2차 출력 다이오드 전류(최대 출력전압 조건) 그림 6은 제안한 컨버터의 2차측 출력 다이오드 의 전압 과 그리고 출력 다이오드 전류 과 이다. 이로부터 각 출력 다이오드가 ZCS로 동작하고 있음을 확인할 수 있다. 이것은 제안한 컨버터의 2차측 출력 다이오드의 전력손실이 최소 화됨을 의미하는 것이다. 그림 7은 제안한 컨버터가 최대 출력 부하 조건 에서 최소 출력전압(a)과 최대 출력전압(b)으로 동 작할 때의 각 출력전압 , 1차전류 , 2차 출력 다 이오드 전류 을 보인다. 이로부터 제안한 컨버터 는 출력전압의 기준치에 따라 출력전압을 정확히 출력하며 안정적으로 동작함을 알 수 있다. 그림 8은 최대 출력전압 조건에서 부하 변동에 따른 1차 스위치 전압 , 1차전류 그리고 출력 전압 및 2차 출력 다이오드 전류 의 실험파형 이다. 이로부터 제안한 컨버터가 각 부하조건에서 도 양호하게 동작함을 확인할 수 있다.
(a) The efficiency under each load condition (The maximum output voltage). (a) 각 부하조건에서의 효율(최대 출력전압)
(b) The efficiency under each output voltage condition (The maximum output power).
(b) 각 출력전압 조건에서의 효율(최대 출력전력) Fig. 9. The efficiency graphs of proposed converter. 그림 9. 제안한 컨버터의 효율 그래프
또한 그림 7과 8로부터, 제안한 컨버터는 각 출력 전압 조건과 부하 조건에서 가변 스위칭주파수 방 식으로 스위칭주파수를 적절히 조절하며 안정적으 로 동작함을 알 수 있다. 그림 9는 제안한 컨버터의 각 부하 조건(a)과 각 출력전압 조건(b)에서의 효율 그래프를 보인다. 이 로부터 제안한 컨버터는 전 출력부하 영역과 출력 전압 영역에서 양호한 효율을 보이며 공칭 동작조건 인 최대 출력전력, 최대 출력전압 조건에서 94.5% 정도의 효율을 보이는 고효율 DC-DC 컨버터임을 확인할 수 있다. Ⅴ. 결론 본 논문에서는 다중공진회로를 이용한 고효율 DC-DC 컨버터를 제안하였다. 제안한 컨버터는 하 프브리지 전력구조로 2개의 인덕터와 1개의 커패 시터를 이용한 직렬 다중공진회로 기법을 이용하 여 고효율화를 달성하였다. 동작모드에 따라 과 또는 과 의 형태로 직렬 공진회로를 형성하 는 다중공진회로는 각각에 해당되는 다중 공진주 파수를 가진다. 제안한 컨버터는 가변 스위칭주파 수 방식에 의하여 각 공진 회로소자의 임피던스를 변화시켜 출력전압을 조정한다. 본 논문에서는 먼 저 제안한 컨버터의 동작모드를 구분하여 설명하 고 정상상태 기본파 근사 모델링을 제시함으로써, 제안한 컨버터의 동작원리를 설명하였다. 그리고 동작원리의 설명에 근거한 설계예시를 보인 후, 선 정된 각 회로파라미터로 제작된 프로토타입 컨버 터의 실험 결과를 보였다. 본 논문에서는 이 실험 의 결과로 제안한 컨버터의 유효성과 동작의 우수 성을 보였다. 제안한 컨버터의 최고 효율은 94.5% 로 측정되었다.
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BIOGRAPHY
Gang-Youl Jeong (Member)
1997：B.S. degree in Electrical Engineering, Yeungnam University. 1999：M.S. degree in Electronic & Electrical Engineering, POSTECH. 2002：Ph.D. degree in Electronic & Electrical Engineering, POSTECH 2003～Present：Professor in Department of Electronic Information Engineering, Soonchunhyang University.
