Studies on Miniaturization and Notched Wi-Fi Bandwidth for UWB Antenna Using a Wide Radiating Slot

(1)

DOI : 10.5515/KJKIEES.2011.22.2.265

전북대학교 전기공학과(Department of Electronic Engineering, Chonbuk National University)

․논 문 번 호 : 20101126-10S

․교 신 저 자 : 범경화(e-mail : [email protected])

․수정완료일자: 2011년 2월 7일

넓은 방사 슬롯을 이용한 초광대역 안테나의 소형화와 Wi-Fi 대역의 노치에 관한 연구

Studies on Miniaturization and Notched Wi-Fi Bandwidth for UWB Antenna Using a Wide Radiating Slot

범경화․김기찬․조세영․고영호

Kyeong-Hwa Beom․Ki-Chan Kim․Se-Young Jo․Young-Ho Ko 요 약

본 논문에서는 초광대역(UWB)에서 사용 가능한 넓은 방사 슬롯 안테나의 소형화와 동시에 UWB 시스템과 IEEE 802.11 a/n 표준의 Wi-Fi 서비스를 사용하는 무선 랜 시스템 간의 간섭을 막기 위한 노치 구조에 대하여 연구하였다. 제안된 안테나는 기존 안테나의 넓은 슬롯을 공진 주파수의 λ/2 길이에서 λ/4로 축소 설계하여 전체 크기를 약72 % 감소시켰다. 그리고 T-모양의 CPW 급전 스터브를 최적화하여 3.0～11.8 GHz의 초광대역 을 만족시켰다. 이 스터브 내부에 노치 구조인 2차 Hilbert curve 슬롯 라인을 만들어 5 GHz를 중심으로 4.9～5.6 GHz를 제거하였다. 최종적으로 FR4-epoxy 기판에 제작한 안테나는 20×15 mm²이다. 반사 손실을 측정한 결과, Wi-Fi 대역이 제거된 3.2～11.8 GHz에서 —10 dB 이하를 만족하였으며, 선형적인 위상 특성과 안정된 군지연 특성, 그리고 무지향성의 방사 패턴을 잘 만족하였다.

Abstract

In this paper, it is studied on wide radiating slot antenna's miniaturization for ultra wide-band(UWB) technologies and notch structure to prevent interference between UWB systems and existing wireless systems for using Wi-Fi service of IEEE standards 802.11 a/n. Proposed antenna that wide slot is decreased from λ/2 to λ/4 length of resonant frequency has decreased by 72 % compared with conventional antenna. And optimized T-shaped CPW-fed stub has satisfied UWB bandwidth for 3.0～11.8 GHz. Then, creating 2-order Hilbert curve slot line in the stub's patch area, 4.9～5.6 GHz that centered frequency is 5 GHz is eliminated. Finally, the designed antenna constructed on FR4-epoxy has 20×15 mm² dimension. The measured results that are obtained return loss under —10 dB through 3.2～11.8 GHz without Wi-Fi bandwidth, a linear phase characteristic, a stable group delay, and omnidirectional radiation patterns are presented.

Key words : UWB, Wide Radiating Slot, Miniaturization, Wi-Fi Notch

Ⅰ. 서 론

근거리 무선통신의 계속적인 수요 창출에 따른 전파 자원을 보다 더 효율적으로 사용할 수 있는 신

기술 개발이 전 세계적으로 활발히 진행되고 있는 시점에서 UWB 통신 기술은 주파수를 가장 효율적 으로 사용할 수 있는 유력한 후보로써 적극적으로 검토되고 있다^[1]. UWB 통신 기술은2002년 미국연

(2)

방통신위원회(FCC)에서 사용을 허가하였으며, 3.1

～10.6 GHz의 주파수 대역과 —41.5 dBm 이하의 출 력 전력을 사용^[2]해야 하고, 수 나노초의 짧은 펄스

와time-domain 상의 전자계 분석을 기초로 하는 기

술이다^[3]. 이러한 기술을 사용하는 UWB 시스템은 1.5 GHz 이상 또는 중심 주파수보다0.25배 이상 넓 은 대역폭을 사용하는 통신 시스템으로 정의된다.

이러한UWB 시스템에 사용될 넓은 방사 슬롯 안 테나는 좁은 슬롯 안테나와 비교하여 전자계가 슬롯 의 가로축과 세로축에 동시에 형성되어 다중 공진으 로 인한 광대역을 구현하기 쉬운 형태이다^[4]. 구조는 기판 윗면의 접지면에 사각형 또는 원형 등의 모양 으로 넓게 슬롯을 에칭하고 이 부분을 방사체로 사 용한다. 그리고 안테나의 스터브를 최적화된 모양과 크기로 설계하여 임피던스 매칭을 하고 대역폭을 넓 힐 수 있다. 또한, CPW 급전 방식을 적용시킨다면 광대역화와 안테나의 소형화에 기여할 수 있다^[5].

최근에는UWB 시스템에서 대역 저지 필터가 차 지하는 공간을 절약하기 위하여 안테나에 대역 저지 기능을 추가시킨 연구가 많이 발표되고 있다^[6]. 이것 은UWB 시스템이 사용하는 주파수 대역폭이 넓기 때문에bluetooth, WLAN, Wi-Fi 등의 무선 랜 서비스 와 주파수가 서로 겹쳐 상호 간섭 문제가 생기는 것 을 막기 위하여 안테나 내부에 노치 구조를 구현한 것이다.

본 논문에서는3.1～10.6 GHz의 주파수 대역폭 또 는 그 이상의 주파수에서도 송수신이 가능한 안테나 설계를 위하여, 기존의 넓은 사각 슬롯에CPW 급전 방식을 사용한T-모양 스터브로 설계 구조가 단순한 기존의 안테나^[7]를 이용하여 특성을 개선시켜, 광대 역화와 소형화를 이루면서802.11 a/n 표준을 사용하 는5 GHz의Wi-Fi 서비스에서 약600 MHz 대역폭을 제거한 노치 안테나를 제안하였다.

Ⅱ. 제안된 안테나의 구조

2-1 넓은 슬롯의 λ/4 설계

그림1은 제안된 안테나의 정면도와 측면도이다. 그림1에서 넓은 슬롯은 안테나의 크기를 결정하는 중요한 요소이며, 슬롯의 윗변(LS,upper)과 아랫변(LS,

lower), 그리고 옆면의 세로변(WS)은 각각 세 공진 주

그림 1. 제안된 안테나의 구조(정면도, 측면도) Fig. 1. Configuration of the proposed antenna(A top

view, A side view).

그림 2. 기존의 넓은 슬롯 안테나의 개략도

Fig. 2. Geometry of a conventional wide radiation-slot antenna(L0,upper=23, L0,lower=9.3, W0=13, T1=10.8, T2=4 [Unit : mm]).

파수를 형성하는 파라미터이다.

제안된 안테나의 설계는 먼저, 그림2^[7]의 기존 안 테나의 슬롯 크기에서 가로 길이L0,upper와L0,lower, 세 로 길이W0를 축소하여 안테나 크기에 가장 큰 영향 을 미치는 넓은 슬롯 크기를 감소시켰다.

기존 안테나가 형성하는 반사 손실의 크기[dB]는 그림3(a)와 같으며, 이 세 공진 주파수는L0,upper, L0,lower,

(3)

(a) 기존의 안테나 (a) Conventional antenna

(b) 제안된 안테나 (노치가 없을 때) (b) Proposed antenna(without notch) 그림 3. 반사 손실 크기 모의실험[dB]

Fig. 3.Simulated amplitude of return loss[dB].

W0의 슬롯 각 변길이와 비교하면 공진 주파수의λ /2와 일치하였다^[8]. 따라서 제안된 안테나는 넓은 슬 롯의 각 변을 공진 주파수의λ/4 길이에서 세 공진 주파수를 형성하는 설계를 제안하였다.

그림3(b)는 노치 구조를 적용시키지 않은 제안된 안테나의 반사 손실 크기이고, 공진 주파수는 3.6 GHz, 7.5 GHz, 11.2 GHz이다. 또한, 그림4의 스미스 차트를 확인해본 결과, 공진 주파수는3.7 GHz, 7.28 GHz, 11.19 GHz로 반사 손실 크기 그래프와 비교적 일치한다.

제안된 안테나의 넓은 슬롯 각 변의 파장 길이를 계산하여 비교해 보면, 그라운드 면과 급전 선로가 같은 면에 존재하므로 유효유전율을 고려하지 않은 자유 공간 파장이 관내 파장보다 더 잘 일치하였다. 먼저 낮은 주파수일 때, 3 GHz이므로 자유 공간 파장λ₀=100 mm이고, 슬롯의 윗변17.5 mm와 비교

그림 4. 제안된 안테나의 스미스 차트 Fig. 4. Smith chart of proposed antenna.

하면0.202 λ0이다. 중간 공진 주파수에서 자유 공간 파장λ0=41.6 mm이고, 슬롯의 세로변11.5 mm와 비

교하여0.27 λ0이다. 제일 높은 공진 주파수에서 자

유 공간 파장 λ0=26.97 mm이고, 슬롯의 아랫변의 길이 6.45 mm와 비교하면0.24 λ0이다. 대략적으로 세 공진 주파수의λ/4 길이를 갖는 것을 계산할 수 있다.

2-2 임피던스 매칭 및 스터브 설계

2-1절에서 안테나 크기를 소형화하기 위하여 넓 은 슬롯을 축소시켰다. 축소시킨 안테나의 광대역을 이루기 위해서는 T-모양 CPW 급전 스터브를 최적 화시켜야 한다.

그림5는 설계된 스터브이다. 기본T-모양의 가로 길이Lt, 세로 길이Wt와 높이h를HFSS v.10을 이용 하여 모의실험하였다. 세 공진 주파수에서 각각 대 역폭을 넓혀UWB 주파수를 모두 만족시키는Lt=10 mm, Wt=6.8 mm 그리고 h=2.9 mm로 결정하였다.

CPW 급전단의 임피던스 매칭은50 Ω CPW 특성 임피던스를 구하는 수식을 이용하여 정확한 계산을

(4)

그림 5. T-모양 CPW 급전 스터브 Fig. 5. T-shaped CPW-fed stub.

통하여S=3 mm와g=0.3 mm로 결정하였다. 다음 식 (1)～(2)는CPW 특성 임피던스를 구하는 수식이다^[9].

_ ^^





′ 

(1)



′ 











_



ln^ ^′

 ^′

^^for  ≤  ≤ 



ln^ ^′

 ^′

 for  ≤  ≤  (2)

 ′   ′  ′ ^  ^

  

   

   

 

10×6.8 mm²로 설계된 직사각형 스터브는 대역폭

조절 파라미터v1, v2, v3를 이용하여^[10]그림5의 직사 각형에서 점선 부분을 제거한 패치와 같이 옆면을 경사지게 만든다.

그림 6(a)～(c)에 제시한 예시처럼, v1, v2, v3를 조 정함에 따라 12 GHz 부근의 높은 주파수와 3 GHz 부근의 낮은 주파수에서 대역폭을 조절할 수 있어 매칭을 더 쉽고 효과적으로 할 수 있으며, 동시에 스 터브의 크기를 축소시키는 효과가 있다.

2-3 Hilbert Curve 노치 구조

5 GHz에서 주파수를 제거하는 노치 안테나를 설

계하기 위하여 슬롯 라인 이론^[11],[12]을 이용하여 전 체 슬롯 라인의 길이 를 계산하였다.

(a) v1=0, 1, 3 mm(v2=0.5 mm, v3=0 mm)

(b) v2=—0.5, 0, 0.5 mm(v2=2 mm, v3=0.5 mm)

(c) v3=0, 0.5, 1 mm(v1=0 mm, v2=0 mm)

그림 6. 대역폭 조절 파라미터의 효과

Fig. 6. Effects of parameters that are able to control frequency bandwidth.

유전체 위의 유한한 도체면(접지면 포함)에 슬롯 라인을 만들면 다음 식(3)과 같이 관내 파장을 근사 화 할 수 있다. 그리고 식(4)와 같이 슬롯 라인의 공 진 주파수_(노치 주파수)는 슬롯 라인의 전체 길이

에 의해서 결정된다^[11].

(5)

_ ^^^ 



(3)

_ 

 ^^^ 



(4) 실질적으로 안테나의 관내 파장은 식 (5)와 같이 안테나 기판의 두께h와 유전율_, 그리고 슬롯 라 인두께 d도 고려해야 한다^[11].

관내 파장의 변수A와B는 기판의 종류에 따라 다 른 수식을 적용시켜야 하며, 높은 유전율의 기판은 식(6)과 같다^[12].



_

   _    _ln^

 (5)







 

    ln_

 



  

_^{} 



^

  



 

_^^   

 





for  ≤ _≤   ≤  ≤ 

and  ≤  ≤ 

(6)

식(3)～(6)을 이용하여d=0.3 mm, h=1.6 mm, ^=5 GHz을 대입하고, 전체 슬롯 라인을 구하면 =19.8 mm이다.

제안된 안테나의 슬롯 라인 형태는 프랙탈 구조 인Hilbert curve를 이용하였다. 이것은‘U’ 모양을 자 기 유사성 구조를 이용하여 반복한 것이며^[13], 그림 7은 2차 반복한 구조이다.

이 형태는 스터브 면적의 제약을 받지만 슬롯의 길이가 길어야 할 때 유용하다. 최종 값은Ha=2 mm,

그림 7. 2차 힐버트 커브의 개략도 Fig. 7.Geometry of 2-order Hilbert curve.

표 1. 최적화된 안테나 파라미터(단위: mm) Table 1. Optimized antenna parameters(Unit: mm).

변수 설계 값 변수 설계값

LS,upper 17.5 W1 1

LS,lower 6.45 W2 5.3

WS 11.5 L1 6

h 2.9 v1 2

S 3 v2 0.5

g 0.3 v3 0.5

Ha 2 Hb 1.2

d 0.3

그림 8. 제안된 안테나의 반사 손실 크기

Fig. 8.Amplitude of return loss for proposed antenna.

Hb=1.2 mm로 계산 값에 근거하였고, 모의실험을 통 하여 최적화하였다.

최종적으로 최적화된 안테나 파라미터를 표 1에 나타내었다. 최종 설계된 노치 안테나의 반사 손실 크기를 모의실험한 결과를 그림8에 나타내었다. —10 dB 이하에서3.0～11.8 GHz를 만족하고, 5 GHz를 중 심으로 4.9～5.6 GHz가 제거되었다.

2-4 노치안테나의 전류 분포와 전계 분포 그림9는 제안된 안테나의 표면 전류 분포를 선과 화살표로 나타낸 그림이고, 그림 10은 안테나의 전 계 분포를 화살표로 나타내었고, 안테나 패치면의 선은 전류 분포를 보여 준다.

그림9의 안테나 각 공진 주파수에서 전류 분포도 를 확인해 보면, 급전 스터브의 입력단에 입력된 전 류는 위쪽 방향(—y축 방향)으로 유기되어 그림9(a)와

(6)

(a) 3.6 GHz

(b) 5 GHz

(c) 7.5 GHz

(d) 11.2 GHz

그림 9. 안테나 표면의 전류 분포

Fig. 9. Current distribution of antenna surface.

(a) 3.6 GHz

(b) 5 GHz

(c) 7.5 GHz

(d) 11.2 GHz

그림 10. 전계 분포(line-current, arrow-electric) Fig. 10. Distribution of electric fields.

(7)

같이 슬롯의 위쪽 가로변까지 방사되어 낮은 쪽 공 진 주파수에서 그림10(a)의 전계를 형성하고 있다. 중간 쪽 공진 주파수에서도 —y축 방향으로 방사된 전류는 그림9(c)와 같이 슬롯의 양 옆의 세로 변까 지 유기되며, 그림10(c)의 전계를 형성한다. 높은 공 진 주파수에서는 —y축을 따라 슬롯의 위쪽 가로변 에 방사된 전류가 그림9(d)와 같이 접지면의 세로변 까지 유기되고, 또 다시 접지면의 아랫 부분에 집중 되며, 그림 10(d)의 강한 전계를 형성하며, 전류 밀 집도가 높아진다. 반면, 그림 9(b)의 노치 주파수5 GHz에서는 스터브 내부에 에칭된 2차 힐버트 커브 모양의 슬롯 라인에 의하여 급전 스터브의 입력단으 로 흘러온 전류가 스터브 내부의 슬롯 라인 주변에 밀집되어 있는 것을 관찰할 수 있다.

2-1절의 제안된 안테나의 넓은 슬롯의 가로변과 세로변이 갖는 길이가 각각의 세 공진 주파수의1/4 파장에 해당되는 길이임을 계산하였다. 이와 관련하 여 앞서 설명한 바와 같이, 그림 10의 각 공진 주파 수에서 전계 분포를 확인할 수 있다.

3.6 GHz에서는 넓은 슬롯의 가로변에서 전계가

강하게 형성되고, 7.5 GHz에서는 넓은 슬롯의 가로 변까지 유기된 전류가 슬롯의 세로변까지 유기되어 세로변과 강한 전계를 형성한다. 11.2 GHz에서는 넓 은 슬롯의 아랫변에서 강한 전계가 형성되며, 노치

주파수5 GHz에서는 전류 분포와 같이2차 힐버트

커브 슬롯 라인 주변으로 전계가 집중되어 있다.

Ⅲ. 안테나의 제작 및 측정

그림11은 실제 제작된 안테나의 사진이다. 사용 된FR4-epoxy 기판의 두께는 1.6 mm이고, 유전율은 4.4이며, 손실 탄젠트는 0.02이다. 제작된 안테나의 크기는 20×15mm²로 기존 안테나보다 72 % 작다.

그림12에 제작된 안테나의(a) 반사 손실 크기와 (b) 위상의 측정 결과를 모의 실험 결과와 함께 나타 내었다. 3.2～11.8 GHz에서 크기 특성은 —10 dB 이 하를 만족하며, 위상 특성은 노치 주파수5 GHz 부 근을 제외하고 사용되는 주파수3.2～11.8 GHz의 넓 은 주파수 대역에서 모두 비교적 선형적인 위상 특 성을 만족하였다.

그림13은 군지연 특성^[6]을 모의실험하여 나타내

그림 11. 제작된 안테나 Fig. 11. Fabricated antenna.

(a) 크기 (a) Amplitude

(b) 위상 (b) Phase 그림 12. 안테나의 반사 손실 Fig. 12. Return loss of antenna.

(8)

그림 13. 군지연 특성

Fig. 13. Charateristic of group dealy.

(a) 3.6 GHz (b) 5 GHz

(c) 7.25 GHz (d) 11.15 GHz 그림 15. 전계 방사 패턴 측정 결과

Fig. 15. Measurement of E-plane radiation pattern.

었다. 군지연은1 ns 이하의 안정된 특성을 만족하여

야 한다. 실험 결과 비교적1 ns 이하의 안정된 군지

그림 14. 주파수별 이득 Fig. 14.Gain various frequency.

연을 보이고 있고, Wi-Fi 주파수 대역인 4.7～5.4 GHz 부근에서는 음의 영역과 피크값이1 ns를 넘는

(9)

불안정적인 군지연 변화를 볼 수 있으나, 이 주파수 영역은 노치시킨 주파수 대역이므로 크게 영향을 받 지 않는다.

그림14는 안테나의 이득을 모의실험한 결과이다. 노치 주파수5 GHz 부근에서 아주 낮은 이득을 갖고 그 외의 주파수에서는 4 dB 이하의 이득을 갖는다. 그림15는 안테나의 전계 방사 패턴이다. 방사 패 턴의 측정은 전파 무반사실에서 이루어졌으며, 기준 이 되는 혼(horn) 안테나는 수평을 유지한 채 세 공 진 주파수와 노치 주파수에서 안테나 패치의 정면이 기준 안테나를 바라보도록 놓고, 수평축(horizontal, phi=0°)을 유지하며, 오른쪽 방향으로theta=0°～360°

회전시키며 측정하였고, 다시 안테나 정면을90도로 수직축(vertical, theta=0°)으로 세워서 phi=0°～360°

회전시키며 측정하였다. 방사 패턴은 네 주파수에서 모두 안정적인 무지향성의 방사 패턴이 관찰된다.

안테나의 이득은 방사 패턴의 측정 결과와 시뮬 레이션 결과가 동일하게 높은 주파수로 갈수록 이득 이 높아지는 것을 그림14와 그림15로 알 수 있다. 최대 이득은11.2 GHz에서 관찰되며 측정 결과와 모 의 실험 결과가 각각 4.8 dBi와4.016 dB로 관찰되 었다.

Ⅳ. 결 론

본 논문에서는UWB 시스템을 위한 소형 노치 안 테나를 제안하였다. 초광대역을 실현하기 위하여 기 존의 넓은 슬롯 안테나를 이용하였고, 특성을 개선 시켜 안테나의 소형화와 광대역화, 그리고Wi-Fi 대 역의 노치를 구현하였다.

넓은 슬롯 안테나의 전체 크기는 넓은 슬롯 크기 에 의하여 결정되기 때문에 넓은 슬롯을 효과적으로 소형화시키기 위해 기존의 각 공진 주파수에서λ/2 길이를 갖는 넓은 슬롯을λ/4 길이를 갖도록 설계 하였다. 더불어T-모양 스터브의 크기를HFSS를 통 한 모의실험으로 최적화시켜3∼11.8 GHz의 초광대 역 특성을 달성하였다.

소형으로 설계된UWB 안테나에Wi-Fi 대역 노치 를 구현하기 위해 스터브 내부에 2차Hilbert curve 모양으로 슬롯 라인을 만들어 802.11 a/n 표준의 5 GHz에서 주파수가 제거되도록 설계하여UWB 시스

템의 크기를 더욱 소형화시키는 효과가 있었다. 최종적으로 설계된 안테나는 FR4-epoxy 기판에

20×15 mm²의 크기로 제작하여 기존 안테나에 비하

여72 % 소형화되는 효과가 있었다. 반사 손실을 측

정한 결과, 3.2∼11.8 GHz까지 UWB 주파수를 모두 만족하였고, 선형적인 위상 특성과1ns 이하의 안정 된 군지연 특성을 실현하였다. 따라서 제안된 안테

나는Wi-Fi 대역과의 간섭이 제거된 무선 통신용 광

대역 안테나로 사용할 수 있다.

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범 경 화

2009년 2월: 전북대학교 전자공학 과 (공학사)

2009년 3월～현재: 전북대학교 전 기공학과 석사과정

[주 관심분야] UWB 안테나

김 기 찬

2004년 2월: 우석대학교 전기공학 과 (공학사)

2006년 2월: 전북대학교 전기공학 과 (공학석사)

2006년 3월～현재: 전북대학교 전 기공학과 박사과정

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