Dispersion-Managed Optical Transmission Link Adding of Non-Midway OPC

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Non-Midway OPC를 추가한 분산 제어 광전송 링크

Dispersion-Managed Optical Transmission Link Adding of Non-Midway OPC

이 성 렬

목포해양대학교 항해정보시스템학부

Seong-Real Lee

Division of Navigational Information System, Mokpo National Maritime University, Jeollanam-do, 530-729, Korea

[요 약]

장거리 대용량 파장 분할 다중 (WDM; wavelength division multipled) 전송 링크에 광 위상 공액기를 적용하는 경우에 갖게 되는 한계를 극복하기 위한 방법을 살펴보았다. 광전송 링크는 단일 모드 광섬유를 갖는 중계 구간에 분산 보상 광섬유를 삽입한 분산 제어 (DM; dispersion management)를 기본 구조로 하였고 이 전송 링크의 적당한 곳에 광 위상 공액기를 추가하였다. 제안된 위치에 존재하는 광 위상 공액기를 갖는 광전송 링크에서 파장 분할 다중 채널의 입사 전력에 따른 최대 중계 구간의 수를 도출하고 비교 분석하였다. 광 위상 공액기가 전체 전송로 중간에서 벗어날수록 파장 분할 다중 채널의 보상 효과가 줄어들지만 광 위상 공액기 위치에 따라 중계 구간 당 잉여 분산 (RDPS; residual dispersion per span)을 적절히 선택하고, 전송로의 전체 잉여 분산을 결정하는 중계 구간을 적절히 선택하면 감소하는 보상 정도를 개선할 수 있다는 것을 확인하였다.

[Abstract]

The method of overcoming the limitation of optical phase conjugator applied into optical long-haul link for transmitting high capacity wavelength division multiplexed (WDM) channels was investigated. The configuration of optical link was based on dispersion-managed link, in which dispersion compensating fiber inserted into each fiber span with single mode fiber, and optical phase conjugator was added into suitable location of link. The maximum number of fiber spans as a function of the launch power of WDM channels in optical link with optical phase conjugator placed at the proposed location was induced and compared for analyzing the compensation performance of the distorted WDM channels. It was confirmed that the more optical phase conjugator depart from the midway of total transmission length, the less the distorted WDM channels was compensated, however, it was also confirmed that the degradation of compensation can be overcome by the suitable value of residual dispersion per span and by the reasonable choice of fiber span controlling total dispersion accumulated in overall transmission link.

Key word : Dispersion-managed link, Optical phase conjugation, Non-midway OPC, Residual dispersion per span, Wavelength division multiplexed.

https://doi.org/10.12673/jant.2020.24.5.408

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Received 8 September 2020; Revised 6 October 2020 Accepted (Publication) 29 October 2020 (30 October 2020)

*Corresponding Author; Seong-Real Lee Tel: +82-61-240-7264

E-mail: [email protected]

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Ⅰ. 서 론

인터넷을 비롯한 다양한 통신 네트워크 상에서 4차 산업혁 명 기술에 의한 고도화되고 다양화된 통신 트래픽은 고용량 (high-capacity) 백본 망 (backbone network)을 필요로 하고 있다 [1]. 유선 백본 망 중에서 광섬유 통신 (fiber optics communication)은 이러한 요구를 수용할 수 있는 잠재력을 가지고 있다.

특히 파장 분할 다중 (WDM; wavelength division multiplexed) 기술은 한 가닥의 단일 모드 광섬유 (SMF; single mode fiber)로 수 Tbps급 통신을 가능하게 한다. 이는 SMF가 본질적으로 가 지고 있는 색 분산 (chromatic dispersion)에 의한 광 신호 왜곡과 장거리 전송에서 필요로 하는 광 신호의 고 전력 (high power) 전송 시 증가되는 비선형 효과 (nonlinear effects)에 의한 광 신 호 왜곡을 보상할 수 있기 때문이다 [2].

분산 제어 (DM; dispersion management)는 색 분산에 의한 광 펄스의 시간적 퍼짐 (temporal broadening)을 보상할 수 있는 가 장 보편적인 기술이다. DM은 주 전송로인 SMF에 추가적으로 적당한 길이의 분산 보상 광섬유 (DCF; dispersion compensating fiber)를 삽입하여 색 분산에 의한 펄스 퍼짐을 보상하는 기술 로 알려져 있다 [3]-[5]. 또한 비선형 효과에 의한 광 펄스의 주 파수 퍼짐 (spectral broadening)을 보상하는 다양한 기술 중에 광 위상 공액 (optical phase conjugation)은 전체 전송로 중간에 광 위상 공액기 (OPC; optical phage conjugator)를 두어 전반 전 송 구획 (전송로 시작부터 OPC까지)에서 왜곡된 파형을 OPC 를 통해 공액 변환한 후 이 파형을 후반 전송 구획 (OPC부터 전 송로 최종단까지)을 통해 전송시켜 보상하는 방법이다 [6]-[8].

그러나 DM은 비선형 효과에 의한 광 펄스 왜곡 보상에는 한계가 있고, 더욱이 DCF가 광대역 보상 특성을 갖지 못하기 때문에 WDM 전송에서는 각기 다른 채널 중심 파장을 동시에 완벽하게 보상할 수 없다는 한계를 갖고 있다 [9]. 그리고 광 위상 공액은 비선형 왜곡 보상에 큰 기여를 하는 OPC가 전체 전송로 중간에 위치하여야 원하는 수준의 보상을 얻을 수 있 다는 제약을 갖고 있다 [10]. 즉 이 기술을 이용하여 비선형 왜 곡 보상을 하고자 하는 경우 광전송 링크의 자유로운 구성에 제한을 주게 된다. 하지만 DM과 OPC를 적절히 결합하면 각각 이 갖는 한계들을 어느 정도 수준까지 해결할 수 있다고 보고 되었다 [11],[12].

본 논문의 저자도 WDM 전송을 위한 DM 링크에 OPC를 결 합하여 WDM 채널들을 효과적으로 보상할 수 있다는 것을 확 인하였다 [13]-[16]. 특히 DM 전송로에 결합되는 OPC가 전체 전송로 중간이 아닌 다양한 곳에 위치시킨 경우 (이를

‘non-midway OPC'라고 부름)에도 효율적 전송이 가능하다는 것을 보였다 [16]. 그러나 앞선 연구들은 중계 구간 (fiber span, SMF+DCF 한 구간) 수를 제한하거나 중계 구간 당 잉여 분산 (RDPS; residual dispersion per span)을 0 ps/nm로 제한하여 분석 했다는 학술적 한계를 갖고 있다. 여기서 RDPS는 한 중계 구 간에서 축적된 분산량으로 정의되고 RDPS = 0 ps/nm는 SMF

에서 축적되는 분산을 DCF에 의해 모두 제거했다는 것 (즉 complete compensation)을 의미한다.

따라서 본 연구에서는 RDPS가 0 ps/nm 외에 140 ps/nm로 설 정된 DM 링크 각각에 OPC를 다양하게 위치시킨 경우에서 최 대로 전송할 수 있는 중계 구간 수를 도출하고 비교 분석하여 non-midway OPC의 WDM 전송에서의 보상 효과를 살펴보았 다. 본 연구에서 고려하는 non-midway OPC의 위치는 전반 전 송 구획 : 후반 전송 구획의 비율에 따라 3:7, 4:6, 6:4와 7:3 등 4 가지이고, 이러한 전송로를 통해 전송된 24 채널 × 40 Gbps의 WDM 신호의 성능 분석을 수행하였다.

Ⅱ. 시뮬레이션 모델링과 성능 분석

본 논문의 목적은 각각 40 Gbps의 데이터율을 갖는 24개 채 널의 WDM 신호 보상을 위해 DM이 적용된 전체 전송 링크 내 의 다양한 위치에 OPC를 추가 적용한 경우에 OPC 위치에 따 른 성능을 비교하여 non-midway OPC의 보상 효과를 살펴보는 것이다. 이를 위해 우선 각각의 non-midway OPC 위치에 따른 성능 기준을 만족하는 최대 전송 거리, 즉 최대 중계 구간의 수 를 확인해 보았다. 이를 위해 DM 링크의 전체 중계 구간 수(p) 에 변화를 주면서 각 경우에서의 수신 성능을 도출하였다.

Midway OPC와 non-midway OPC가 적용된 모든 경우에 대해 p 의 값은 10으로부터 10씩 증가시키면서 시뮬레이션을 수행하 였다.

그림 1은 각각 40 Gbps × 24 채널 WDM 전송 시스템과 midway OPC를 갖는 DM 링크를 나타낸 것이다. 따라서 전반 전송 구획 (FHTS; former half transmission section)의 중계 구간 수 q와 후반 전송 구획 (LHTS; latter half transmission section)의 중계 구간 수 r는 p/2로 동일하다. 그림 1의 midway OPC를 갖 는 DM 링크는 본 연구에서 분석하고자 하는 non-midway OPC 에서의 성능을 비교 분석하기 위한 기준 모델로써의 역할을 수행한다.

그림 2는 non-midway OPC를 갖는 광 전송 링크들의 구조를 나타내고 있다. 본 연구에서는 몇 가지의 FHTS:LHTS에 따라 OPC를 위치시켰다. 그 종류는 3:7, 4:6, 6:4와 7:3의 4가지이다.

그림 3은 각 중계 구간에서의 SMF와 DCF의 배치를 나타낸 것 이다. 모든 중계 구간의 광섬유 배치는 FHTS과 LHTS에서 서 로 반대 순서가 되도록 구성하였다. 즉 그림 3(a)와 (b)에서 보 듯이 FHTS의 모든 중계 구간에서는 DCF 다음에 SMF가 오도 록 한 반면, LHTS의 모든 중계 구간에서는 SMF 다음에 DCF 가 오도록 하였다 (그림 3(c)와 (d) 참조). 이렇게 배치한 이유는 OPC를 중심으로 각 광섬유의 배열이 반대가 되도록 하면 링크 의 전체적 분산 분포를 대칭에 가깝게 할 수 있기 때문이다.

그림 1의 midway OPC나 그림 2의 non-midway OPC에서 중 계 구간을 구성하는 SMF의 길이는 80 km로 모두 동일하게 하 였고, 이의 분산 계수는 17 ps/nm/km로 하였다. 그리고 SMF의

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그림 3. 중계 구간의 광섬유 배치 Fig. 3. Fiber deployments of span.

손실 계수는 0.2 dB/km로 비선형 계수는 1.35 W^-1km^-1(@1,550 nm)로 설정하였다.

Non-midway OPC가 추가된 DM 링크에서 RDPS가 왜곡된 WDM 채널의 보상에 미치는 영향도 함께 살펴보기 위하여 RDPS 값을 0 ps/nm (이를 complete compensation이라 함)과 140 ps/nm의 2가지를 고려하였다. 2가지 RDPS의 각각의 값은 중계 구간을 구 성하는 DCF의 길이를 통해 결정되도록 하였다. 모든 중계 구간 에서 DCF의 손실 계수는 0.6 dB/km로 비선형 계수는 5.06 W^-1km^-1 (@1,550 nm)로 설정하였다. 따라서 중계 구간의 RDPS가 0 ps/nm인 경우의 DCF의 길이는 13.6 km ([(80 km × 17 ps/nm/km) - 0 ps/nm/km]/abs(-100 ps/nm/km))이고, 140 ps/nm인 경우에서는 12.2 km ([(80 km × 17 ps/nm/km) - 140 ps/nm/km]/abs(-100

ps/nm/km))로 설정된다.

저자가 수행한 그동안의 관련 연구를 통해과 RDPS가 클수 록 이들의 누적 값인 전체 잉여 분산 (NRD; net residual dispersion)이 증가하여 왜곡된 WDM 채널 보상 효과가 줄어드 는 것을 확인하였다 [13]-[16]. 아울러 링크 구조에 크게 영향 을 받지 않는 가장 효과적인 NRD 값은 0 ps/nm가 아닌 그 근처 값, 예를 들어 –10 ps/nm나 10 ps/nm인 것도 확인하였다. 따라 서 그림 1과 그림 2의 DM 링크에서도 NRD를 최적 값으로 결 정해주는 중계 구간이 있어야 한다. 최적 NRD 값을 적용하기 위해 그에 상응하는 RDPS를 찾아 적용할 수도 있으나 중계 구 간의 수가 많아질수록 RDPS 값이 0 ps/nm에 가까워져야 하기 때문에 시뮬레이션을 위한 파라미터 설정 시 어려움이 있다.

그리고 앞선 연구를 통해 0 ps/nm가 아닌 비교적 큰 값의 RDPS이 WDM 채널의 비선형 왜곡 보상에 기여하는 것도 확 인하였다. 이러한 이유들로 인해 중계 구간의 RDPS는 적당한 값을 갖도록 하면서 동시에 특정한 중계 구간에서 NRD를 조 절하는 DM 링크를 설계하였다.

NRD를 조절하는 특정한 중계 구간은 어디에서도 가능하지 만 선행 연구를 통해 첫 번째 중계 구간 (이를 pre- dispersion -calibrator (DC)라고 부름), 마지막 중계 구간 (post -DC), OPC 바로 앞의 중계 구간 (DC-before-OPC), 그리고 OPC 다음 중계 구간 (DC-after-OPC)의 4군데 중에 pre-DC와 DC-after-OPC에 의한 NRD 조절 방법이 WDM 채널의 왜곡 보상에 조금 더 효 과적이라는 것을 확인하였다. 따라서 본 연구에서는 RDPS가 0 ps/nm 또는 140 ps/nm인 DM에서 NRD를 pre-DC 또는 DC-after- 그림 1. Midway OPC가 적용된 24×40 Gbps WDM 전송 시스템 구조

Fig. 1. Configuration of 24×40 Gbps WDM transmission system with midway OPC.

그림 2. Non-midway OPC의 링크 구조

Fig. 2. Link Configurations of non-midway OPC.

(4)

OPC로 조절하고 non-midway OPC를 추가 적용한 링크에서의 WDM 채널의 왜곡 보상 효과를 분석해 보았다.

그림 1의 24 채널 WDM 전송을 위한 송신기(Tx)들의 중심 파장은 100 GHz (즉 0.8 nm) 간격으로 1,550 nm부터 1,568.4 nm로 가정하였고, 그 광원은 분포 궤환 레이저 다이오드 (DFB-LD; distributed feedback laser diode)로 가정하였다. 각 DFB-LD는 서로 독립적인 128(=2⁷) 의사 랜덤 비트열 (PRBS;

pseudo random bit sequence)에 의해 소광비 (ER; extinction ratio)가 10 dB인 2차 가우시안 펄스의 RZ (return-to-zero)를 발 생시키는 것으로 모델링하였다.

수신기는 5 dB의 잡음 지수를 갖는 전치 증폭기, 1 nm 대역 폭의 광 필터, PIN 다이오드, 버터워스 형태의 펄스 정형 필터 와 판별 회로로 구성된 직접 검파 (direct detection) 방식의 수 신기로 모델링하였다. 수신 대역폭은 0.65ⅹ비트율로 가정하 였다. 전체 전송로 중간에 위치한 OPC는 HNL-DSF (highly nonlinearity – dispersion shifted fiber)를 비선형 매질로 갖는 구 조로 모델링하였고, 그 세부 구성과 파라미터 값은 저자의 DM 관련 논문과 동일하게 모델링하였다 [14]-[16].

광전송 링크를 통해 손실과 비선형 효과의 영향을 겪으면 서 전파하는 각 채널들은 비선형 쉬뢰딩거 방정식 (NLSE;

nonlinear Schrödiger equation)에 의해 표현된다[17]. 본 논문에 서 40 Gbps의 24 채널 WDM 전송을 위한 NLSE의 수치적 분석 은 단계 분할 퓨리에 (SSF; split-step Fourier) 기법[17]에 따라 Matlab으로 구현하여 이루어졌다.

Ⅲ. 시뮬레이션 결과 및 검토

그림 4와 그림 5는 각각 3:7 구조와 6:4 구조에서 채널의 입사 전력이 0 dBm인 24개의 WDM 채널을 전송시켰을 때 수신 성능 이 최악인 채널의 아이 다이어그램 (eye diagram)을 나타낸 것이 다. 3:7 구조와 6:4 구조 모두 전체 중계 구간의 수는 100이고, NRD는 10 ps/nm로 하였다. 여기에 보이지는 않았지만 4:6 구조 와 7:3 구조에서도 동일한 조건에서의 아이 다이어그램을 구해 비교해 보면, 일반적으로 NRD를 DC-after-OPC로 조절하는 방식 이 아닌 pre-DC로 조절하는 방식이 왜곡된 WDM 채널의 보상에 유리한 것을 확인하였다. 하지만 그림 4와 그림 5의 결과만을 비 교해보더라도 non-midway OPC의 위치에 따라 왜곡 보상에 미치 는 RDPS의 영향은 달라진다. 즉 3:7 구조에서는 RDPS를 0 ps/nm 로 선택한 링크 (그림 4(a))가, 6:4 구조에서는 RDPS를 140 ps/nm 로 선택한 링크 (그림 5(c))가 왜곡된 WDM 채널 보상에 더욱 효 과적이라는 것을 알 수 있다.

즉 본 연구에서 고려한 모든 구조에서 non-midway OPC의 위 치, RDPS 크기, 그리고 NRD를 조절하는 방법 등이 서로 영향을 미쳐 왜곡된 WDM 채널의 보상 정도가 달라진다고 판단할 수 있 다. 하지만 non-midway OPC의 모든 구조에 대해 NRD 조절 방법 과 2가지 RDPS 값을 일일이 다르게 설정하여 얻어지는 아이 다 이어그램을 통해 최적의 보상 조건을 얻는 것은 많은 시간을 필요 로 한다. 그렇기 때문에 non-midway OPC의 모든 구조에 대한 왜 곡된 WDM 채널의 보상 정도를 분석할 수 있는 다른 방법을 적용

-25.0 -12.5 0.0 12.5 25.0 0.00

0.25 0.50 0.75 1.00 1.25

Normalized Optical Power

TIME [ps]

ch 24; 0 dBm

-25.0 -12.5 0.0 12.5 25.0 0.00

0.25 0.50 0.75 1.00 1.25

TIME [ps]

ch 1; 0 dBm

-25.0 -12.5 0.0 12.5 25.0 0.00

0.25 0.50 0.75 1.00 1.25

TIME [ps]

ch 1; 0 dBm

-25.0 -12.5 0.0 12.5 25.0 0.00

0.25 0.50 0.75 1.00 1.25

TIME [ps]

ch 1; 0 dBm

(a) (b) (c) (d)

그림 4. 3:7 구조에서 입사 전력이 0 dBm인 최악 채널의 아이 다이어그램 (a) RDPS = 0 ps/nm ; pre-DC, (b) RDPS = 0 ps/nm

; DC-after-OPC, (c) RDPS = 140 ps/nm ; pre-DC, (d) RDPS = 140 ps/nm ; DC-after-OPC.

Fig. 4. The worst channel's eye diagrams in case of the launch power of 0 dBm in 3:7 configuration (a) (a) RDPS = 0 ps/nm ; pre-DC, (b) RDPS = 0 ps/nm ; DC-after-OPC, (c) RDPS = 140 ps/nm ; pre-DC, (d) RDPS = 140 ps/nm ; DC-after-OPC.

-25.0 -12.5 0.0 12.5 25.0 0.00

0.25 0.50 0.75 1.00 1.25

TIME [ps]

ch 24; 0 dBm

-25.0 -12.5 0.0 12.5 25.0 0.00

0.25 0.50 0.75 1.00 1.25

TIME [ps]

ch 24; 0 dBm

-25.0 -12.5 0.0 12.5 25.0 0.00

0.25 0.50 0.75 1.00 1.25

TIME [ps]

ch 24; 0 dBm

-25.0 -12.5 0.0 12.5 25.0 0.00

0.25 0.50 0.75 1.00 1.25

TIME [ps]

ch 1; 0 dBm

(a) (b) (c) (d)

그림 5. 6:4 구조에서 입사 전력이 0 dBm인 최악 채널의 아이 다이어그램 (a) RDPS = 0 ps/nm ; pre-DC, (b) RDPS = 0 ps/nm

; DC-after-OPC, (c) RDPS = 140 ps/nm ; pre-DC, (d) RDPS = 140 ps/nm ; DC-after-OPC.

Fig. 5. The worst channel's eye diagrams in case of the launch power of 0 dBm in 6:4 configuration (a) (a) RDPS = 0 ps/nm ; pre-DC, (b) RDPS = 0 ps/nm ; DC-after-OPC, (c) RDPS = 140 ps/nm ; pre-DC, (d) RDPS = 140 ps/nm ; DC-after-OPC.

(5)

30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 -9-8

-7-6 -5-4 -3-2 -10123456789 10

Effective launch power [dBm]

Number of spans DC-after-OPC; RDPS = 0

pre-DC; RDPS = 140 pre-DC; RDPS = 0

DC-after-OPC; RDPS = 140

그림 6. Midway OPC 구조에서 중계 구간 수에 따른 유효 입사 전력 범위.

Fig. 6. Effective launch power range for number of spans in midway OPC configuration.

하는 것이 더 실효적일 수 있다. 이를 위해 수신 성능 기준으로 1 dB 눈 열림 패널티 (EOP; eye opening penalty)를 사용하여 중계 구간 수에 따른 유효 입사 전력의 범위를 도출하였다. 즉

non-midway OPC의 모든 구조에서 1 dB EOP를 만들 수 있는 최 대 입사 전력을 중계 구간 수에 따라 구하였고, 그 결과를 나타낸 것이 그림 7이다. 여기서 1 dB EOP는 10^-12 비트 에러율 (BER ; bit error rate)에 상응하는 값이다 [18]. 그림 6은 그림 7의 결과 를 비교하기 위한 midway OPC 구조에서의 중계 구간 수에 따 른 유효 입사 전력 범위를 나타낸 것이다. 그림 6과 그림 7에 나 타낸 등고선의 면적이 넓을수록 OPC를 갖는 DM 링크에서 왜 곡된 WDM 채널의 보상 효과가 우수하다는 것을 나타낸다.

그림 6의 midway OPC 구조에서 NRD 조절 방법으로는 DC- after-OPC보다 pre-DC가, RDPS 값은 0 ps/nm보다 140 ps/nm가 왜곡된 WDM 채널 보상에 효과적인 것을 알 수 있다. 반면에 그림 7의 결과를 그림 6의 결과와 비교해 보면, OPC가 전체 전 송로 중간을 기준으로 송신기 쪽으로 가깝게 위치하느냐 (그림 7(a)의 3:7 구조와 그림 7(b)의 4:6 구조), 수신기 쪽에 가깝게 위 치하느냐 (그림 7(c)의 6:4 구조와 그림 7(d)의 7:3 구조)에 따라 보상 효과에 영향을 미치는 요소가 달라지는 것을 알 수 있다.

Non-midway OPC 구조에서 NRD 조절 방법과 RDPS 값이 미치는 WDM 채널의 왜곡 보상 효과를 간단하게 비교하기 분 석하기 위해서 그림 6과 그림 7의 각각의 등고선 면적을 계산하 여 그림 8에 나타냈다. 이 등고선 면적을 중계 구간 수와 전력의

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100

-9 -8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5

pre-DC; RDPS = 140 pre-DC; RDPS = 0

20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 -9

-8-7 -6 -5 -4 -3 -2 -1012345678

Number of spans

DC-after-OPC; RDPS = 0 pre-DC; RDPS = 140 pre-DC; RDPS = 0

DC-after-OPC;

RDPS = 140

(a) 3:7 (b) 4:6

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 -9

-8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1012345678

pre-DC; RDPS = 140

pre-DC;

RDPS = 0

10 20 30 40 50 60 70 80

-8 -7 -6 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5

(c) 6:4 (d) 7:3 그림 7. Non-midway OPC 구조에서 중계 구간 수에 따른 유효 입사 전력 범위.

Fig. 7. Effective launch power range for number of spans in non-midway OPC configuration.

(6)

0 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800

7:3 6:4

5:5 4:6

Product of span numbers and power 3:7

FHTS:LHTS

pre-DC; 0 ps/nm pre-DC; 140 ps/nm DC-after-OPC; 0 ps/nm DC-after-OPC; 140 ps/nm

그림 8. 중계 구간 수와 전력의 곱

Fig. 8. The product of span number and power.

곱 (product of span number and power)으로 정의하였다.

그림 8의 결과를 보면 우선 당연한 서실이지만 OPC가 전체 전송로 중간으로부터 많이 벗어날수록 WDM 채널의 왜곡 보 상 효과가 떨어지는 것을 알 수 있다. 하지만 OPC를 광 네트워 크의 유연한 구성을 위해 전체 전송로 중간이 아닌 곳에 위치 시키고자 한다면 수신단 쪽보다 송신단 쪽으로 이동하는 방법 이 왜곡 보상에 더욱 효과적이라는 것을 알 수 있다. OPC를 송 신단 쪽으로 위치시켜서 왜곡된 WM 채널의 보상 효과를 좀 더 크게 얻기 위해서는 모든 중계 구간에서 complete compensation (즉 RDPS = 0 ps/nm)시키고, pre-DC에 의해 NRD를 10 ps/nm로 설정할 필요가 있다. 반면 OPC를 수신단 쪽으로 이동해야 하 는 상황에서는 OPC 위치에 의존하여 RDPS를 0 ps/nm로 하고 NRD를 OPC 다음 중계 구간에서 조절하거나 pre-DC로 NRD를 조절하는 경우에는 RDPS를 0 ps/nm가 아닌 어느 정도 값을 갖 게 하는 방법을 선택해야 유리하다는 것을 확인할 수 있다.

Ⅳ. 결 론

광전송 링크에서 SMF가 갖는 분산과 비선형 효과 때문에 발생하는 대용량 및 장거리 정보 전송의 한계를 DM과 더불어 OPC를 적용하면 극복할 수 있다. DM 링크에 OPC를 적용할 때 본질적으로 갖게 되는 OPC의 위치 제한이 본 연구를 통해 어느 정도 개선되는 것을 확인하였다. 물론 OPC를 전체 전송 로 중간으로부터 벗어나는 정도에 따라 왜곡된 WDM 채널의 보상 정도가 감소한다. 하지만 본 연구를 통해 DM 링크를 구 성하는 중계 구간의 구조를 최적화하고 (RDPS 설정 등), 전송 로 전체 분산량의 적절한 설정과 이를 설정하기 위한 집중 제 어 위치를 적합하게 선택하면 동일한 OPC 위치에 대해서도 보상 효과를 개선시킬 수 있는 것을 아울러 확인하였다. 결과 적으로 본 연구를 통해 장거리 대용량 WDM 전송 시 발생되는

왜곡 보상을 위한 DM 링크에 OPC를 적용하는데 있어 OPC 위 치의 유연성이 증대될 것으로 기대된다.

REFERENCES

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이 성 렬 (Seong-Real Lee)

1990년 2월 : 한국항공대학교 항공통신정보공학과 (공학사), 1992년 8월 : 한국항공대학교 대학원 통신정보공학과 (공학석사) 2002년 2월 : 한국항공대학교 대학원 통신정보공학과 (공학박사) 2004년 3월∼현재 : 국립목포해양대학교 항해정보시스템학부 교수

※관심분야 : WDM 전송 시스템, 광의 비선형 현상 분석, 광 솔리톤 전송, USN