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역률 개선용 부스트 컨버터를 위한 새로운 무손실 스너버에 대한 연구

A New Lossless Snubber for Power Factor Correction Boost converter

國民大學校 國民大學校 國民大學校

國民大學校 大學院 大學院 大學院 大學院 電 電

電 電 子 子 子 子 工 工 工 工 學 學 學 學 科 科 科 科 金

金 金

金 俊 俊 俊 俊 亨 亨 亨 亨

2 0 0 7

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A New Lossless Snubber for Power Factor Correction Boost converter

指導敎授 指導敎授 指導敎授

指導敎授 司空 司空 司空 司空 石鎭 石鎭 石鎭 石鎭

이 論文 論文 論文 論文을 碩士學位 碩士學位 碩士學位 碩士學位 請求論文 請求論文 請求論文 請求論文으로 提出 提出 提出 提出함 200 年 年 7 月 年 年 月 月 月 日 日 日 日

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2007 年 年 年 年 7 月 月 月 月 日 日 日 日

審査委員長 審査委員長 審査委員長

審査委員長 司空 司空 司空 石鎭 司空 石鎭 石鎭 印 石鎭 印 印 印 審

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감사의 감사의 감사의 감사의 글 글 글 글

아낌없는 지원과 격려를 주셨던 네 분의 교수님께 진심으로 감사 드립니다. 특히, 지도 교수로서, 때론 무섭게 때론 인자하게 교육에 힘써주신 韓 翔 圭 교수님께 진심 어린 감사의 말씀 드립니다. 또한, 밤낮으로 부족한 형을 따라줬던 후배들, 늦게나마 학업에 필요성을 느껴 실험실 생활을 함께했던 영진씨, 영수씨, 상갑씨 에게 고맙다는 말 전하고 싶다. 끝으로, 예나 지금이나 변함없이 응원해 주신 부모님께 이 논문을 받칩니다

목 목 목

목 차 차 차 차

국문 국문 국문 국문 요약

요약 요약

요약... ... ... ... ... ... ...2 ...2 ...2 ...2

Ⅰ

Ⅰ

Ⅰ

Ⅰ. . . . 연구 연구 연구 연구 개발의 개발의 개발의 개발의 개요

개요 개요

개요. .. ... ... ...3 ... ...3 ...3 ...3

1.1 1.1 1.1

1.1 기술기술 기술기술 개발의개발의개발의 개발의 배경배경배경배경

.... ... .... .... ... ... ...3 ...3 ...3 ...3

1.2 1.2 1.2 1.2 소프트소프트소프트소프트 스위스위스위스위칭칭칭칭 기법기법기법

기법....

.... ... .... .... ... ... ...4 44 4

1.31.3 역률역률역률역률 개선용개선용개선용개선용 무손실무손실 무손실무손실 스너버스너버스너버스너버...

... ... ... ...7 77 7

1.4 1.4 1.4

1.4 기존기존기존 기존 역률역률 역률역률 개선용개선용개선용개선용 무손실무손실 무손실무손실 스너버스너버스너버스너버

. .. ... .... ...10 .... ...10 ...10 ...10

ⅡⅡ

ⅡⅡ

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222

2.1.1.1.1 제안제안제안제안 회로회로회로회로 111

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2.2.2.2.2 제안제안제안제안 회회회회로로로로 222

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2.32.3 제안제안제안제안 회회회회로로로로 333

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Ⅲ

Ⅲ

Ⅲ

Ⅲ. . . 최종 . 최종 최종 최종 실험 실험 실험 실험 결과 결과 결과 결과 요약

요약 요약

요약... ... ... ... ... ... ... ... ...4 ... 44 48 88 8

Ⅳ

Ⅳ Ⅳ

Ⅳ. . . . 결론 결론

결론 결론. .. ... ... ... ... ... ... ...51 51 51 51

Ⅴ

Ⅴ

Ⅴ

Ⅴ. . . Further . Further Further Further work

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work.. .. ... .. ... ... ... ... ...53 ... 53 53 53

국문 국문

국문 국문 요약 요약 요약 요약

오늘날 전력 변환 장치는 상용 라인 입력을 직류 전력으로 변환하는 과정에 있어서 고조파 규제의 만족과 역률 개선이 요구된다. 본 논문에서는 역률 개선 단에 부스트 컨버터를 전원 회로로 채용함에 있어서 효율 저감 및 발열 개선을 위해 무손실 스너버를 제안하였다.

제안된 회로는 기존 손실 스너버와 비교하여 스위칭 손실 및 다이오드 역회복 특성에 의한 도통 손실을 개선하였다. 또한 회로의 최적 동작점을 이론적 분석과 실험적 검증을 통해 확인 하였다.

Ⅰ

Ⅰ

Ⅰ

Ⅰ. . . . 연구 연구 연구 개발의 연구 개발의 개발의 개발의 개요 개요 개요 개요 1.1

1.1 1.1

1.1 기술 기술 기술 기술 개발의 개발의 개발의 개발의 배경 배경 배경 배경

전원 공급장치는 전원 정류부와 DC/DC 전력 변환단으로 구성된다.

단상 입력 전원을 콘덴서 입력형 다이오드 정류기에 의하여 정류함으로서 전력 변환단의 DC전원을 얻는 것이 일반적인데, 다이오드 정류기는 입력전류의 역률과 고조파 발생 등의 각종 문제를 발생시킨다.

이러한 문제점들을 해소하기 위해 역률 개선단(Power Factor Correction)을 적용하는 것이 보편화되고 있는 실정이다.

그림 1.1 일반적인 전원 공급 장치의 개념도

그러나, 이러한 PFC 시스템은 입·출력에서 발생하는 고조파 및 필터 사이즈의 감소를 위하여 주전력 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 높게 제어하는 경향이 있고, 이에 따라 필연적으로 주 전력 스위칭 소자의 스위칭 손실 증가에 의한 효율 저하 및 스위칭 스트레스에 의한 서지 등의 EMI 문제를 피할 수 없게 된다. 이는 PFC 시스템을 고효율, 고품질화 하기 위해서는 스위칭 손실 및 스위칭 스트레스를 저감시키기 위한 소프트 스위칭(Soft Switching) 기법의 적용이 필요하다는 것을 의미한다.

1 1

1 1.2 .2 .2 .2 소프트 소프트 소프트 소프트 스위칭 스위칭 스위칭 스위칭 기법 기법 기법 기법

PFC 컨버터의 스위칭 스트레스 및 손실을 개선하기 위해 많은 소프트 스위칭 방식이 연구되고 있다. 공진형 스위칭 전원은 스위칭 손실을 줄 일 수 있고 스위칭 전원의 소형, 경량화에 대해 효과적인 방법으로 널리 사용되고 있다. 하지만, 공진 스위칭 전원은 전압 또는 전류를 사인 파형 (Sinusoidal waveform)으로 제어하기 때문에 스위칭 소자의 전압 또는 전류의 교번이 잦아 많은 문제가 발생한다. 이러한 문제점을 개선한 스 위칭 기법이 소프트 스위칭 방식이다.

is

Vs

Vs is

is

넓은 의미의 소프트 스위칭

Off On

좁은 의미의 소프트 스위칭

그림 1.2 소프트 스위칭의 개념도

일반적인 소프트 스위칭의 의미는 그림 1.2와 같이 스위칭 소자의 능 동 영역을 통하지 않고 스위칭을 하는 것으로 전압 공진, 전류 공진을 포함한 넓은 의미의 스위칭을 말한다. 그러나 FET의 고주파 스위칭 시 에 FET의 드레인(drain)-소스(Source)간의 기생용량을 무시할 수 없 기 때문에 순수한 소프트 스위칭의 의미는 갖지 못한다. 따라서 FET의 전압 피크를 억제하는 방법으로 스위칭 시의 순간적인 전압 공진 현상을 이용하는 영전압 스위칭 (ZVS : Zero Voltage Switching) 컨버터가 많 이 사용되고 있다.

소프트 스위칭 컨버터라 하면 이 ZVS 컨버터를 지칭하는 경우가 많으 며 좁은 의미의 소프트 스위칭 컨버터라 할 수 있다. 그러나 스위칭 시, 순간적인 전압 공진 현상을 이용하여 턴 온 시나 턴 오프 시에 무손실 스위칭을 실현한다는 점은 동일하다. 또 소프트 스위칭 컨버터는 전압 피크가 거의 없고, 내압도 구형파 PWM 컨버터 정도이므로 저가격, 소형 으로 제작할 수 있다. 순간 공진 기간은 전체 스위칭 주기에 비해 매우 짧기 때문에 거의 구형파로 볼 수 있으며 일반적인 구형파 PWM 컨버터 와 마찬가지로 취급할 수 있다. 그리고 공진 현상이 발생하는 동안의 전 압, 전류 파형은 경사를 가진 직선으로 다룰 수 있고 시간적으로도 짧기 때문에 사인파 공진 회로와 같이 공진 현상이 종료한 것을 검출하여 제 어 회로를 동작시키지 않아도 공진 구간을 일정한 시간으로 정하여 게이 트 구동 회로를 동작 시킴으로서 조절할 수 있다.

이상과 같이 소프트 스위칭은 스위칭 소자에 게이트 신호를 넣어 드레 인 전압이 걸려있는 스위치를 강제적으로 턴 온 시키는 것이 아니라, 스 위칭 소자의 외부 공진 회로로 인한 공진 현상에 의해 전압이 제어되며 스위치 양단이 영전압으로 된 후에 게이트 신호를 인가하기 때문에 게이 트 신호의 입력에 따른 노이즈 발생은 거의 없으며, 스위칭 시의 노이즈

원인인 전압 기울기 dv/dt도 LC 공진 정수에 의해 조절 할 수 있다. 하 드 스위칭 동작되는 구형파 PWM 컨버터의 턴 오프 및 턴 온 시의 파형 을 그림 1.3에, 소프트 스위칭의 턴 오프 및 턴 온 시의 파형을 그림 1.4 에 나타내었다. 파형들은 iS (스위칭 전류), VS (스위치 전압) 및 WS (스위 치 손실)를 나타낸다. 스위치 손실 파형으로도 알 수 있듯이 구형파 PWM 컨버터의 파형은 상당한 손실이 발생하지만, 소프트 스위칭에서는 오프 시에 전압 공진 콘덴서에 의해 거의 ‘0’으로 볼 수 있을 정도의 손 실 밖에 발생하지 않는다.

그림 1.3 하드 스위칭(Hard Switching) 시의 손실 개념도

is

Vs is

Vs

OFF ON

Ws Ws

그림 1.4 소프트 스위칭(Soft Switching) 시의 손실 개념도

1 1

1.3 1 .3 .3 .3 역률 역률 역률 역률 개선용 개선용 부스트 개선용 개선용 부스트 부스트 부스트 컨버터 컨버터 컨버터 컨버터

1.

1.

1.

1.3.13.13.13.1 부스트부스트부스트 컨버터부스트 컨버터컨버터 컨버터

그림 1.5는 부스트 컨버터 회로를 나타낸 것이다. 역률 개선과 안정적인 직류 전원 공급 및 고조파 규제의 한계를 극복하기 위해 주로 채용되는 회로이며, 회로의 구현이 용이하며 값이 싸다는 장점을 지닌다.

또한 입력단에 필터 인덕터가 존재함으로서 고조파 노이즈 제거 및 EMI 성능에 우수한 특성을 갖는다.

그림 1.5 부스트 컨버터

그러나, 상기의 여러 장점을 갖는 부스트 컨버터의 경우도 근래의 고 사양을 요구하는 전원 공급 장치의 경우, 전류 연속 모드(Continuous Conduction Mode) 동작 시 높은 스위칭 스트레스와 다이오드의 역회복

특성(Reverse Recovery Characteristic)으로 인해 발생하는 전도 손실이 큰 문제점으로 지적되고 있다.

1.1.

1.1.3.23.23.23.2 스위칭스위칭스위칭 손실스위칭 손실손실 손실

그림 1.6는 스위치 단락시 스위칭 손실에 관한 개념도를 나타낸 것이다.

스위치 양단에 걸리는 전압과 단락시 흐르는 전류가 교차함에 따라 효율의 저하 및 심각한 발열을 야기한다. 이는 고속의 스위칭 동작을 할수록 더욱 심각해 진다.

그림 1.6 스위치 단락시 스위칭 손실에 관한 개념도

1.

1.

1.

1.3.33.33.3 다이오드3.3 다이오드다이오드 역회복다이오드 역회복역회복 특성으로역회복 특성으로 인한특성으로특성으로 인한인한인한 도통도통도통도통 손실손실손실손실

스위치가 개방된 상태에서 단락이 이루어 지는 순간, 출력 다이오드는 출력 전압 Vo에 의해 역바이어스 되어 차단 되어야 한다. 그러나,

다이오드의 역회복 특성에 의해 순간적으로 차단되지 못하고 역방향으로 전류가 흐르게 되어, 또 다른 단락 경로를 형성하게 되는데 이는 각 소자에 심각한 서지성 전류가 흐르게 되고, 발열 및 소자의 손상 우려가 존재한다.

On

Switch gating signal

iD

VD

ids

그림 1.7 다이오드 역회복 특성에 관한 개념도

1 1

1 1....4 4 4 기존 4 기존 기존 기존 역률 역률 개선용 역률 역률 개선용 개선용 개선용 무손실 무손실 무손실 무손실 스너버 스너버 스너버 스너버

앞서 살펴본 부스트 컨버터 회로는 역률 개선이 뛰어나지만, 높은 스위 칭 스트레스 와 다이오드 역회복 특성으로 인해 발생 되는 도통 손실을 발생시킨다. 이를 개선하기 위해 많은 소프트 스위칭 방식이 연구되고 있는데, 크게 ZVS 방식과 ZCS(Zero Current Switching) 방식으로 나누어 진 다. ZCS 방식의 경우 주 스위치 턴 온, 턴 오프 시 모두 보조 스위치를 턴 온 시켜야 하는 반면, ZVS 방식은 주스위치의 턴 온 시에만 보조 스 위치를 턴 온하면 되기 때문에 제어가 간단하고 스위칭 소자의 dv/dt 제 한을 효과적으로 할 수 있는 장점이 있어 자체 손실 없이 무손실 스너빙 이 가능하다. 그림 1.8은 ZVS 방식 무손실 스너버가 적용된 대표적인 회로를 나타내는 그림이다.

그림 1.8 ZVS PFC 컨버터

그림 1.8의 역률 개선을 위해 주로 채용되는 부스트 컨버터에 보조 회 로를 부가한 ZVS PFC 컨버터를 나타낸 것이다. 점선 부분이 ZVS 스위 칭을 수행하는 보조 회로이고 보조 공진용 인덕터 LA, 보조 스위치 SA,

다이오드 D1 그리고 공진용 캐패시터 CA로 구성 된다. 회로의 스위칭 동 작은 그림 1.9에서처럼 4단계 동작 모드로 나누어지는데 주 전류 패스는 진한 부분이며 방향은 화살표 방향과 같다.

각 모드별 상세한 동작 설명은 그림 1.10의 스위칭에 따른 주요 전압 과 전류 파형에 따라 설명한다.

a) 충전모드 (T0~T1): 그림 1.5의 주스위치 SM이 턴 온 할 때, ZVS 조 건으로 스위칭하기 위해 보조공진용 인덕터 LA에 에너지를 충전하는 구 간이다. T0 직전까지 주 스위치와 보조 스위치는 턴 오프 상태이며 다이 오드 D는 도통 상태를 유지한다. T0에서 보조 스위치가 턴 온 상태가 되 면 LA 의 전류는 선형적인 형태로 증가하게 되며 전류는 입력 전류까지 도달한다.

b) 공진모드 (T1~T2): 공진 인덕터 LA와 캐패시터 CA에 의해 공진이 발생하게 되며 이로 인해 LA의 전류는 T2까지 계속 증가하게 된다. 또한 공진 캐패시터는 주스위치 전압 Vds가 ‘0’ 전압이 될 때까지 방전하게 된 다.

c) 대기모드 (T2~T3): LA와 CA의 공진이 끝나고 LA의 전류가 주스위치 역 병렬 다이오드를 통해 흐르면서 주스위치 SM이 턴 온 할 때까지 대 기하는 기간이다. 여기서 주스위치 SM의 양단간 전압은 이미 ‘0’이고 전 류는 역병렬 다이오드를 통해서 흐르기 때문에 ZVT(Zero Voltage Trasient) 조건을 충족해 준다. 실제 ZVT 스위칭을 위해서는 LA의 충전과 공진에 필요한 기간인 Tdelay를 확보하면 되지만 입력 전압 또는 부하에 따라 전 류가 변하기 때문에 Tdelay가 일정하지 않아 안정된 ZVT 스위칭을 위해서 는 적당한 대기 모드의 기간이 필요하다.

d) 방전모드 (T3~T4): T3에서 보조 스위치는 턴 오프 되고 주스위치는

턴 온된다. 공진 인덕터 LA에 저장되었던 에너지는 D1를 통해 부하로 전 달되고 공진 인덕터의 전류는 감소하여 T4에서 턴 오프 되고 이 이후부 터 회로의 동작은 PFC 컨버터의 동작과 동일하게 된다.

이상의 4단계 모드를 반복함으로써 주 스위치는 턴 온 되기 전에 보조 공진 회로에 의해 양단 전압을 ‘0’으로 만드는 ZVT 스위칭 동작을 한다.

따라서 고주파 스위칭에 따른 손실을 줄이게 되며 이로 인해 주스위치에 부담을 주는 전압/전류 스트레스가 감소하는 효과를 얻을 수 있으며 결과적으로 효율 향상을 기대할 수 있다.

그림 1.9 ZVS PFC 회로의 등가 모드

Iin

그림 1. 10 ZVS PFC 컨버터의 각부 동작 파형

그림 1.11은 역률 개선용 부스트 컨버터에 무손실 스너버가 적용된

다른 예를 보여주고 있다. 스위치 턴 온 시, 온 스너빙을 위한 회로와 스위치 턴 오프 시, 손실 스너버를 적용하고 있는 회로이다.

Vin

Co Load

Ds1

Lm Ls

Ds2 Cs1

N:1

M

CS2

i^LS i^DS1

V^DS i^Lm

V^CS2 i^DS2

V^CS1

i^DS

Ds3

i^DS3 Ds4 R

i^DS4

Vo

그림 1.11 부스트 컨버터에 스너빙 회로가 적용된 예

스위칭 한 주기의 동작은 다음과 같이 5개의 모드로 나눌 수 있다.

모드 1(t0 ~t1) 모드 2(t1 ~t2)

모드 3(t2 ~t3) 모드 4(t3 ~t4)

모드 5(t4 ~t5)

그림 1.12 스너빙 회로가 부가된 회로의 동작 모드

a) 모드 1(t0 ~t1): 주 스위치 M이 턴 온된 상태로 입력 전원 Vin으로부터 승압용 인덕터 Lm에 에너지가 저장되는 구간이며, 변압기의 보조 권선의 턴 비에 의해 넘어온 전압은 Cs1 커패시터와 공진을 하며, Lm에 흐르는 전류와 공진에 의해 생긴 전류가 더해져서 주 스위치로 흐르는 구간이다.

L, C 공진에 의해 커패시터 Cs1의 양단 전압은 변압기의 턴 비에 의해

넘어온 전압의 두 배까지 충전하게 된다.

b) 모드 2(t1 ~t2): 주 스위치 M이 턴 온 된 상태이고, 출력 커패시터 Co만이 출력 부하에 전력을 공급한다.

c) 모드 3(t2 ~t3): 주 스위치 M이 턴 오프 되면, 다이오드 DS2와 커패시터 Cs1 의 두 갈래의 경로로 전력 전달 되어진다.(Commutation period) 커패시터 Cs1에 충전되어있던 전압 VCs1은 방전을 시작하게 되며, 이 구간의 끝은 Lm에 흐르는 전류의 크기가 Ls를 지나 커패시터 Cs1을 지나는 전류의 크기와 같아 질 때 이다.

d) 모드 4(t3 ~t4): 다이오드 Ds2로의 전류가 영이 되어 출력 부하로의

전력 전달 경로는 Lm-Ls-Cs1-Ds3이 된다. 이전 모드에서부터 커패시터 Cs1에 충전되어 있던 에너지는 현재 모드에 까지 방전을 하고 있으며, 커패시터 양단의 전압이 0으로 떨어지면 이 모드는 끝나게 된다.

e) 모드 5(t4 ~t5): 커패시터 Cs1 의 양단 전압이 0이 되어, 병렬로 연결된 다이오드 D1은 턴 온하게 되고, Lm-L_s-D_s1의 경로를 통해 출력으로 전력 전달이 이루어 진다. 이 모드의 끝은 주 스위치 M이 켜지는 순간이다.

그림 1.13은 상기 회로의 모드 별 주요 전압 및 전류 파형을 나타낸 것이다.

그림 1.13 상기 회로의 주요 전압 및 전류 파형

그림 1.8의 회로는 부가된 스위치(SA)를 위해, 추가적으로 제어단 구성이 필요하다. 이는 불필요한 가격 상승을 가져올 수 있으며, 스위칭 동작이 추가적으로 발생함에 따라, 스위칭 손실의 증가 및 극심한 전압, 전류의 변화로 인해 EMI가 발생할 수 있는 결함을 갖는다. 그림 1.11의 회로의 경우 4개의 다이오드 전력 전달 및 무손실 스너빙을 위해 존재하게 되고, 손실 스너빙을 위한 저항이 부가됨에 따라 불필요한 전력 손실이 발생될 것이 예상된다. 따라서, 본 논문에서는 역률 개선을 위한 부스트 컨버터를 구동하는데 있어서 전류 연속 모드 (Continuous Conduction Mode) 동작 시, 스위치의 스위칭 손실 및 다이오드 역 회복 특성으로 인한 도통 손실을 최소화하는 몇 가지의 무손실 스너버(Lossless Snubber)를 제안하고자 한다. 또한, 무손실 스너버의 최적 동작점을 이론적 분석 및 실험적 검증을 통해 얻고자 한다.

Ⅱ

Ⅱ

Ⅱ

Ⅱ. 제안된 제안된 제안된 제안된 무손실 무손실 무손실 무손실 스너버 스너버 스너버 스너버 2.1 제안 제안 제안 제안회로 회로 회로 회로 1”

그림 2.1 제안 회로 1”

그림 2.1은 Lossless Snubber가 부가된 역률 개선 용 Boost 컨버터 회로도로서, 3개의 다이오드, 2개의 캐패시터, 1개의 인덕터 그리고, 인덕터 Lm과 연결된 보조권선으로 구성된다. 그림에서 점선으로 표시된 부분이 기존의 역률 개선 회로에 부가된 Lossless Snubber를 나타낸다.

여타 Lossless Snubber와 비교할 때 부가적인 반도체 스위칭 소자가 없어 별도의 제어 회로가 필요 없는 장점이 있다.

2.1.1 제안 제안 제안 회로 제안 회로 회로 1”의 회로 의 동작 의 의 동작 동작 특성 동작 특성 특성 특성

스위칭 한 주기의 동작은 다음과 같이 5개의 모드로 나눌 수 있다.

Load

모드 1(t0 ~t1) 모드 2(t1 ~t2)

모드 3(t2 ~t3) 모드 4(t3 ~t4)

모드 5(t4 ~t5)

그림 2.2 제안 회로 1”의 동작 모드 해석

제안된 역률 개선용 Boost 컨버터의 무손실 스너버단 해석을 위해 다 음을 가정한다.

▪ 각 모드에서 표기되는 ILm1은 이전 모드가 끝나는 시점에서의 인덕터 Lm에 흐르는 전류를 지칭한다. (각 모드의 초기 전류 로 구분된다.)

▪ CS1 > CS2: 스위치 단락 시, Vo로 충전된 캐패시터 Cs2의 빠른 방전이 요구된다.

▪ 스위치(M) 가 켜지는 순간의 각 상태는 다음과 같다.

① CS1 의 양단전압은 0

② CS2 의 양단전압은 Vo

③ 입력 전압 및 출력 전압은 각각 Vin 과 Vo 이다.

▪ 스위치(M) 가 꺼지는 순간의 각 상태는 다음과 같다.

① CS1 의 양단전압은 VCS1

② CS2 의 양단전압은 VCS2

③ 입력 전압 및 출력 전압은 각각 Vin 과 Vo 이다.

a) 모드 1(t0 ~t1): 주 스위치 M이 턴 온 된 상태로 입력 전원 Vin으로부 터 승압용 인덕터 Lm에 에너지가 저장되는 구간이다. 주요 수식은 다음 과 같다.

( ) ^Lm 1

Lm Lm

m

i t V t I

= L ⋅ + (1)

인덕터 Lm을 통해 흐르는 전류에 관한 식이다. VLm은 인덕터 Lm 양단에 걸리는 전압이다.

b) 모드 2(t₁ ~t₂): 주 스위치 M이 턴 오프 되고 인덕터 L_m으로 흐르는

전류는 D_S2를 통하여 캐패시터 C_S2를 충전시키고 동시에 C_S1, L_s, D_O를 통 해서 출력 캐패시터 C_O로 흐른다. 이 때 캐패시터 C_S2의 전압 Vc_S2는 출 력단 캐패시터 전압 V_O와 동일한 크기로 충전된다. 캐패시터 C_S2 전압은 천천히 상승하게 되므로 이와 병렬로 연결된 주 스위치 M의 전압과 전

류 교차 부분이 거의 없게 되어 턴 오프 손실은 거의 ‘0’이 된다.

스위치가 턴 오프 되면, 스위치 전류는 DS2 에 흘러 CS2 의 전압을 상

승시킨다. (ZVS Mechanism) 이 구간은 2가지 모드로 나뉜다.

i) VCS1가 완전 방전이 되기 전에 CS2가 출력 전압으로 충전된 경우,

ii)VCS1가 완전 방전이 된 후에도 CS2가 출력 전압까지 충전되지 아니

한 경우

상기 두 모드 중 (ii)의 경우 소자 전압 스트레스, 특히 VDs1전압이 출력

전압보다 커지므로 고려하지 않기로 한다. 주요 수식은 다음과 같다.

1 (1 cos )

1 sin

)

( ₁

2

1 2 1 1

1

N t C I

t C Z

N V V V t

i _Lm

S Cs eq

in o

Ls ω  ⋅ − ω



 



 +

⋅

− +

− +

= (2)

1

1 1

( ) 1 ( )

Lm Lm Ls

i t I i t

N N

 

=  + −

  (3)

( )

2 1

( ) 1 1 ( )

Ds Lm Ls

i t I i t

N

 

= + ⋅ −

  (4)

( ) ( )

2 2

1 1

1 1 1 1 1

1 1 2 1 1 2

1 1

1 1

( ) 1 cos sin

Lm Lm

eq in

Cs o Cs Cs

S S S S S

I I

C V N N

v t V V t t t V

C N ω C C C C ω

ω

   

+ +

   

     

=  + −  − − + +

+ +

  (5)

여기서 C_eq =C_s1||C_s2^, 1

1

s eq

ω = L C 이다.

c) 모드 3(t₂ ~t₃): C_S1에 충전되어 있던 전압이 완전히 방전되고 D_S2가

턴 오프 되면 전류 i _Ls는 L _m, D_S1, L_S, D_O를 따라 출력으로 흐르게 된다.

m s

s m Lm m s

in o

Lm L L

L L t I

L L

V t V

i +

+ − +

≈ − ( )

)

( ¹ (6)

d) 모드 4(t3 ~t4): 주 스위치 M이 턴 온 되는 순간으로 이 모드가 끝나

는 시점에서 DS1이 턴 오프 된다. (iLs(t)가 영 전류가 되는 시점이다. )

( ) 1

in o

Ls Lm

s

V V

i t N t I

L

= − + + (7)

1

( ) 1

in o

Lm Lm

s

V V

i t N t I

L N

= + ⋅ + (8)

( ) 1 1

in o ds

s

V V

i t N t

L N

+  

=  + 

  ( 9 )

e) 모드 5(t₄ ~t₅): M이 턴 온 되어 있는 상태에서 인덕터 L_s에 흐르는

전류 I_Ls는 C_S2, D_S3, L_s, C_S1, M을 따라 공진한다. 주된 전력 전달 경로인 Vin-Lm-Ds1-Ls-Do-Vo 의 전류가 ‘0’에 도달하여, 다이오드 Do가 차단이 된 다. 따라서 주 스위치에 흐르는 전류는 공진 전류 형태로 천천히 증가

하므로 영 전류 스위칭이 되어 턴 온 손실은 거의 ‘0’이 된다. 이 구간에

서 CS2에 충전된 전압 Vo는 방전하고 CS1에는 VCs1의 크기로 전압이 충 전된다. CS2 에 충전되어있는 에너지는 LS를 통해 공진 형태로 CS1에 전 달이 되고 모든 에너지가 전달이 되는 순간 이 구간은 끝난다. 이 모드 는 C_S1과 C_S2 의 크기에 의해 2가지 경우가 존재한다.

(i) CS1이 CS2 보다 큰 경우

- LS와 CS1의 반주기 공진이 끝나기 전 CS2의 양단 전압(VCS2)이 ‘0’이 되

어, 다이오드 DS2 가 도통이 되고, LS 에 흐르던 전류에 의해 캐패시터

CS1의 양단 전압이 결정된다.

(ii) CS2가 CS1 보다 큰 경우

- V_Cs1의 양단 전압은 캐패시터 C_s2의 크기에 비례하기 때문에 C_s1과 병렬

로 연결된 다이오드 D_s1의 전압 스트레스가 상기 (i)의 경우 보다 무척

크다. (V_Cs1은 하단 수식 참조.) 또한, LS와 C_S1의 반주기 공진이 끝난 후

에도 C_s2에 에너지가 남아있게 되어 C_s1으로 계속 에너지를 공급한다. L_s 와 Cs1가 계속 에너지를 공급받게 되면, 주 스위치가 턴 온 되어있는 상 황에서 출력 다이오드 Do를 턴 온 시키는 경우가 발생하게 된다. 이는

다이오드 Do의 불필요한 도통 손실을 발생시키며, 발열 개선에 저해된 다.

상기 두 모드 중, (ii)의 경우는 소자의 전압 스트레스 및 전력 누수가

발생함으로 고려하지 않기로 한다. 주요 수식은 다음과 같다.

N t Z

N V V

I N t i

in o Lm

Lm 1

1

1 1 sin

1) 1 ( )

( + ⋅ ω

− +

= (10)

1 1

( ) sin

in o Ls

V V

i t N t

Z ω

= − + (11)

( )

1 1

1

( ) ^{eq in} 1 cos

Cs o

s

C V

V t V t

C ^ N ^ ω

=  +  −

  (12)

( )

2 1

2

( ) ^{eq in} 1 cos

Cs o o

s

C V

V t V V t

C ^ N ^ ω

= −  +  −

  (13)

1 1

1

( ) (1 1) sin

in

ds Lm

Vo V

i t I N t

N Z ω

 

 + 

= +  + 

 

 

(14)

여기서 ₁ ^s

eq

Z L

= C ^,C_eq =C_s1||C_s2^, ₁ ¹

s eq

ω = L C 이다.

이상과 같은 5개의 동작모드는 한 주기를 기준으로 나타낸 것이며 계 속적으로 반복된다. 언급한 바와 같이 역률 개선 단 무손실 스너버 회로 는 추가적인 반도체 스위치를 사용하지 않고도 역률 개선 컨버터의 주 스위치 스위칭 손실을 경감할 수 있으며 작은 용량의 수동소자들만을 이 용하므로 제어회로가 필요 없다. 따라서 이로 인한 부가적인 손실이나, 타 회로 에 영향이 거의 없는 우수한 장점을 가진다.

그림 2.3은 제안된 회로의 주요 전압 및 전류 파형을 나타낸 것이다.

ids

iCs1

iDs3

i_Ds2

v_Cs1 v_Cs2

iDo

iDs1

i_Ls vds

iLin

M M

t0 t1 t2 t3t4 t5

그림 2.3 제안 회로1”의 주요 전압 및 전류 파형

2.1.2 제안 제안 회로 제안 제안 회로 회로 회로 1”의 의 모의 의 의 모의 모의 모의 실험 실험 실험 결과 실험 결과 결과 결과

w 입력 AC 전압 Vin : AC 90Vrms

w 출력 캐패시터 전압 Vo: 400Vpeak

w 출력 전류 Io : 1.5A w 출력 전력 Po : 600W

w 변압기: 턴비=53:4, L_m=400uH, L_s=3.7uH, C_s1=33nF, C_s2=1nF

w 그 외 값은 그림 2.4 에 명기되어 있음.

그림 2.4 제안 회로1”의 모의 실험을 위한 회로도

(a) Turn on 시 (b) Turn off 시 그림 2.5 제안 회로1”의 모의 실험 주요 파형

(100V/Div, 20A/Div.) V

VV

Vdsdsdsds VVVV_dsdsdsds

IIIIdsdsdsds

IIIIdsdsdsds

2.1.3 제안 제안 제안 회로 제안 회로 회로 회로 1 1 1 1” ” ” ”의 의 최적 의 의 최적 최적 동작점 최적 동작점 동작점 동작점 추출에 추출에 관한 추출에 추출에 관한 관한 관한 실험 실험 실험 실험

제안된 무손실 스너버 회로의 효율 상승과 소자의 스트레스를 최소화 하기 위해 각 소자별 특성 분석을 수행 하였다. 파라미터는 각각 Cs1, Cs2, Ls, 보조권선의 2차 측 턴수(=n2) 이다.

1. 다이오드 Ds1 의 내압은 Cs1과 Cs2의 비율에 의해 결정이 되는데,

다이오드의 내압을 300V 이내로 줄이기 위해서 다음을(수식 (11)) 통해 두 소자 값의 비율을 조정하였다.

2

1 1

1 2

( ) ^s ( ⁱⁿ) (1 cos )

cs o

s s

C V

V t V t

C C N ω

= ⋅ + ⋅ −

+

Cs1 = k*Cs2 의 관계를 통해 k=3 일 때, 출력 전압 및 Ds1 다이오드의

내압을 300V이내

로 제한할 수 있다.

Vin Co Load

Do

Lm Ls

Ds1

Cs1

Cs2

Ds2

Ds3

N:1

M ids

iLs iDo

iDs3 +

Vo

-

그림 2.6 제안된 무손실 스너버 회로

2. Ls는 Cs1과 Cs2 의 등가 캐패시턴스 Ceq 와의 관계에 의해 턴 온 시 주

스위치로 흐르게 되는 공진 전류의 크기를 결정하는 임피던스 factor이다.

그림 6.2는 공진 임피던스와 공진 전류의 크기를 나타낸 것이다.

Ceq와 Ls는 공진 임피던스 Zo 가 50, 75, 100 ohm 되도록 값을 정하였다. 또한 다양한 Ls값으로 실험하기 위해 페라이트 코어의 공극을 조절하여 인덕터를 구성하였다.

n nn

n1111 nnnn2222

Z0 = 50

Z0 = 75

Z0 = 100

LS Ceq

,

M(ILS)

그림 2.7 공진 전류와 공진 임피던스 관계

3. 보조 권선의 2차측(=n2) 턴 수는 0, 2 , 4 , 6 , 8 turn으로 가변 하여 각각에 대한 실험을 수행하였다. 실험을 위한 사양은 다음과 같다.

- Input voltage : 90V_{ac_rms} - Output voltage : 378V_dc - Output current: 1.5A (max.) - Output power: 570W(max.)

표 2.1은 보조권선 2차측 n2= 4 일 때의 실험 결과를 보이고 있다.

표 2.1 2차측 n₂=4 에 대한 공진 임피던스 별 효율 비교표

표2.1에서 제시된 측정 효율로부터 공진 임피던스 Zo=75 일 때, Cs2=1.8nF,

Cs1=5.6nF, Ls=7.66uH 의 각 정수 값에서 가장 좋은 효율 특성을 나타내고

있다.

그림2.8은 n2=4 에서 고정된 공진 임피던스를 기준으로 공진 주파수를 변화시켜가며 효율 변화를 나타낸 것이다. (C_s2 (nF))

n1=59,n2=4 일때 Cs2 에 따른 효율 비교표

91.6 91.7 91.8 91.9 92 92.1 92.2 92.3 92.4 92.5 92.6

1.8 2.2 2.7 3.3 3.9 4.7 5.6 6.8 8.2 10.

Cs2

Zo=50 Zo=75 Zo=100

그림 2.8 n₂=4 일때 공진 임피던스에 대한 공진 주파수에 따른 효율 변화 그래프

공진 주파수가 줄어드는 방향으로 갈수록 효율이 감소하는 것을 볼 수 있으며, 공진 임피던스 Zo=50의 경우, Cs2의 값이 5.6nF이상으로 커지게 되면 회로 동작이 어려운 것을 볼 수 있다.

다음은 상기 조건에서 보조 권선의 2차 측(=n2)턴 수를 변화 시켜가며 비교한 것이다.

표 2.2 보조 권선의 2차 측 턴 수 변화에 따른 효율 비교

그림 2.9 보조 권선의 2차 측(=n₂) 턴 수의 변화에 따른 효율 비교 그래프

파라미터의 변화에 따른 실험 결과 CS1 의 감소에 따른 효율 증가를 확인할 수 있으며, 보조 권선의 2차 측 턴 수는 n2=4 일 때, 효율 특성이 가장 우수한 것으로 나타났다.

따라서 상기한 바와 같은 이론 및 실험적 분석 결과로부터 설계된 스너버의 최적 소자 정수 값은 다음과 같다.

-Cs1=5.6nF -Cs2=1.8nF -Ls =7.7uH

-2차 측 보조 권선 수 n2=4

n1=59turns,Cs1=5.6nF,Cs2=1.8nF,Ls=7.7uH 일때 n2 에 따른 효율

92.02

92.28

92.32

92.21

92.148

92 92.05 92.1 92.15 92.2 92.25 92.3 92.35

0 2 4 6 8

n2

2.1.4 제안 제안 회로 제안 제안 회로 회로 회로 1”의 의 실험 의 의 실험 실험 실험 결과 결과 결과 결과

제안된 무손실 스너버의 실험을 위한 소자는 다음과 같다.

표 2.3 제안 회로1”의 실험을 위한 Part List

그림 2.10은 제안된 무손실 스너버의 주 스위치의 전압 및 전류 파형을 나타낸 것이다. (b)와 (c) 의 파형을 비교했을 때, 턴 온 시 50nsec 이내에서 전압과 전류가 교차되어 스위칭 손실이 거의 없는 것을 예상할 수 있으며, 턴 오프 시 에도 50nsec의 내외로 교차되는 부분이 발생하여 스위칭 손실에서 턴 온 시 보다는 많을 것으로 예상 되지만, 매우 짧은 시간 동안 교차되기 때문에 동작 특성이 우수할 것으로 예상된다.

(a)주 스위치 전압 및 전류 파형 (5µsec/Div)

(b)Turn on 시 전압 및 전류 파형 (50nsec/Div)

(c)Turn off 시 전압 및 전류 파형 (50nsec/Div) 그림 2.10 제안 회로1”의 스위치 전압 및 전류 파형

V V V V

IIII

V V V V

IIII

V V V V

IIII

2.2 제안 제안 제안 제안회로 회로 회로 회로 2”

그림 2.11 제안 회로 2”

그림 2.11은 역률 개선용 부스트 컨버터의 무손실 스너빙 동작을 위해 제안된 회로를 나타낸 것이다. 앞서 살펴본 제안 회로 1”의 턴 온 스너빙의 동작은 유사하다. 스위치의 스위칭 손실 저감을 위해 RCD 스너버를 적용하였다.

2.2.1 제안 제안 회로 제안 제안 회로 회로 회로 2”의 의 동작 의 의 동작 동작 동작 특성 특성 특성 특성

스위칭 한 주기의 동작은 다음과 같이 5개의 모드로 나눌 수 있다.

Load Load

모드 1(t0 ~t1) 모드 2(t1 ~t2)

Load Load

모드 3(t2 ~t3) 모드 4(t3 ~t4)

Load

모드 5(t4 ~t5)

그림 2.12 제안 회로 2”의 동작 모드 해석

a) 모드 1(t0 ~t₁): 주 스위치 M이 턴 온된 상태로 입력 전원 Vin으로부터 승압용 인덕터 Lm에 에너지가 저장되는 구간이며, 변압기의 보조 권선의 턴 비에 의해 넘어온 전압은 Cs1 캐패시터와 공진을 일으키고, Lm에 흐르

는 전류와 공진에 의해 생긴 전류가 더해져서 주 스위치로 흐르는 구간 이다. Ls와 Cs1의 공진에 의해 캐패시터 Cs1 의 양단 전압은 변압기의 턴 비에 의해 넘어온 전압의 두 배까지 충전하게 된다. 주요 수식은 다음과 같다.

Z t N V L t

I V t i

in

m in Lm

Lm 1

1

1 sin

)

( = + ⋅ + ⋅ ω (15)

Z t N V t i

in

D 1

1

2( )= ⋅sinω (16)

) cos 1 ( )

( ₁

1 t

N t V

v_Cs = ⁱⁿ ⋅ − ω (17)

where

1 1

s s

C Z = L ^,

1 1

1

s sC

= L

ω ^,ILm1은 인덕터 Lm에 흐르는 초기 전류

b) 모드 2(t₁ ~t₂): 반 주기 공진이 끝난 후, 공진 전류가 0이 되는 시점이

고, 주 스위치 M 으로 흐르는 전류는 L_m 으로 흐르는 전류를 따라가는 구간이 된다. 주요 수식은 다음과 같다.

( ) 1 ^Lm

Lm Lm

m

i t I V t

= + L ⋅ (18)

where, I_Lm1은 인덕터 Lm에 흐르는 초기 전류

VLm은 인덕터에 걸리는 전압이다.

c) 모드 3(t₂ ~t₃): 주 스위치 M 이 턴 오프 하게 되면, 보조 다이오드 D₂

와 Ls 로 전류가 분산되어 흐르는 Commutation 구간이다. 주요 수식은 다

음과 같다.

Z t N V

V V t i

Cs i o

Ls 1

1 1

sin )

( − + ⋅ ω

= (19)

)) ( (

1) 1 ( )

( ₁

2 I i t

t N

i_D = + ⋅ _Lm − _Ls (20)

) 1 ( 1) 1 ( )

( ₁ i t

N I N

t

i_Lm = _Lm + − _Ls (21)

where,

1 1

1

s sC

= L

ω ^, ILm1은 인덕터 Lm에 흐르는 초기 전류

d) 모드 4(t3 ~t4): 보조 다이오드 D2 로 흐르는 전류가 0이 되면, 주 전력

전달 경로는 Ls 를 지나는 경로가 되어 캐패시터 Cs1을 방전시키게 된다. 주요 수식은 다음과 같다.

) sin 1 ( )

( _{1 1}

1 t

N V V V

t

v_cs = _CS − ^o− ⁱ⋅ − ω (22)

t L N

L

N L L I t

C L N L

V V t V

i

m s

s m

Lm

S m s

Cs i o

Lm 1

2 2 1

1

1 2

1 cos

1) 1 (

) 1) 1 ( ( sin

1) 1 ( )

( ω ⋅ ω

+ +

− + +

+ +

−

= − (23)

where,

1 1

s s

C Z = L ^,

1 1

1

s sC

= L

ω ^, ILm1은 인덕터 Lm에 흐르는 초기 전류

e) 모드 5(t₄ ~t₅): 캐패시터의 방전이 끝나게 되면 이때부터 다이오드 D₁

으로 전력 전달이 이루에 지게 된다. 주요 수식은 다음과 같다.

2 2 1

2 1)

1 (

) 1) 1 ( ( 1)

1 ( )

(

L N L

N L L I t L N

L

V t V

i

m s

s m

Lm

m s

i o

Lm + +

− + +

+ +

= − (24)

1

ILm 은 인덕터 Lm에 흐르는 초기 전류

그림 2.13은 제안회로 2”은 모드 별 주요 전압 및 전류 파형을 나타낸 것이다.

그림 2.13 제안회로 2” 주요 전압 및 전류 파형

2.2.2 제안 제안 회로 제안 제안 회로 회로 회로 2”의 의 모의 의 의 모의 모의 모의 실험 실험 실험 결과 실험 결과 결과 결과

w 입력 AC 전압 Vin: AC 90Vrms

w 출력 캐패시터 전압 Vo: 400Vpeak

w 출력 전류 Io: 1.5A w 출력 전력 Po: 600W

w 변압기: 턴비=53:4, L_m=400uH, L_s=3.7uH, C_s1=220nF, C_s2=1nF

w 그 외 값은 그림 2.14 에 명기되어 있음.

그림 2.14 제안회로 2”의 모의 실험을 위한 회로도

(a) Turn on 시 (b) Turn off 시 그림 2.15 제안회로 2”의 모의 실험 주요 파형

(100V/Div., 20A/Div.) V

VV

Vdsdsdsds VVVVdsdsdsds

IIIIdsdsdsds

IIIIdsdsdsds

2.2.3 제안 제안 회로 제안 제안 회로 회로 회로 2”의 의 실험 의 의 실험 실험 실험 결과 결과 결과 결과

제안 회로2”의 실험을 위한 소자는 다음과 같다.

표 2.4 제안 회로2”의 실험을 위한 Part List

그림 2.16은 제안회로 2”의 스위치 턴 온 및 오프시 전압 및 전류 파형을 나타낸 것이다.

(a)주 스위치 전압 및 전류 파형 (5µsec/Div)

(b)Turn on 시 전압 및 전류 파형 (50nsec/Div)

(c)Turn off 시 전압 및 전류 파형 (50nsec/Div) 그림 2.16 제안회로 2” 의 스위치 전압 및 전류 파형

제안회로 2”의 경우, 턴 온 시 전압과 전류가 교번하는 구간에 거의 없는 것을 확인 할 수 있으며, 턴 오프 시에도 100nsec 이내에서 전압과 전류가 교차되는 것을 확인 할 수 있었다.

V V V V

IIII

V V V V

IIII

V

V V

V

IIII

2.3 제안 제안 제안 제안회로 회로 회로 회로 3”

그림 2.17 제안회로 3”

그림 2.17은 역률 개선용 부스트 컨버터에 무손실 스너버가 제안된 회

로를 나타낸 것이다. 제안회로 1”에서 (그림 2.1) 다이오드 Ds3을 제거한

회로이며, 회로의 동작은 동일하다. 부스트 컨버터의 인덕터 Lm에 보조 권선을 연결하고, 다이오드 2개와 캐패시터 2개, 인덕터 1개로 무손실 스 너버를 구성한다. 제안회로 1”의 경우, 회로 동작 시 다이오드 Ds3를 지 나는 경로가 존재함에 따라 불필요한 전력 누수가 존재하게 되어 효율 저감 및 발열에 영향을 주는 것으로 사료되어 상기 회로를 제안하였다.

2.3.1 제안 제안 제안 회로 제안 회로 회로 3”의 회로 의 동작 의 의 동작 동작 특성 동작 특성 특성 특성

제안회로 3”는 7개의 동작 모드로 나뉜다. 그림 2.18는 각 모드 별 회로

동작을 나타낸 것이다.

모드 1(t0~t1) 모드 2(t1~t2)

모드 3(t₂~t₃) 모드 4(t₃~t₄)

모드 5(t₄~t₅) 모드6(t₅~t₆)