코 플 레 너 선 로 급 전 방 식 을 이 용 한 마 이 크 로 스 트 립 안 테 나 의 대 역 폭

碩士學位論文

코 플 레 너 선 로 급 전 방 식 을 이 용 한 마 이 크 로 스 트 립 안 테 나 의 대 역 폭

향 상 에 관 한 연 구

A St udy on t he Bandw idth Im pr ovem ent of M icr ost r ip A nt enn a s U sing Coplan ar W av egu ide

F eed Line

國 民 大 學 校 大 學 院

電 子 工 學 科

林 炳 萬

1999

코 플 레 너 선 로 급 전 방 식 을 이 용 한 마 이 크 로 스 트 립 안 테 나 의 대 역 폭

향 상 에 관 한 연 구

A S t u dy o n t h e B a n dw idt h Im pro v e m e n t o f M ic ro s t rip A n t e n n a s U s in g C op l an ar

W a v e g u id e F e e d L in e

指導敎授 曺 洪 九

이 論文을 碩士學位 請求 論文으로 提出함

2000年 6月 日

國 民 大 學 校 大 學 院 電 子 工 學 科

林 炳 萬

19 9 9

林 炳 萬 의

碩 士 學 位 請 求 論 文 을 認 准 함

20 0 0年 6月 日

審 査 委 員 長 姜 東 郁 印

審 査 委 員 曺 洪 九 印

審 査 委 員 朴 永 鎰 印

國 民 大 學 校 大 學 院

목 차

Ⅰ. 서론 - - - 1

Ⅱ. 마이크로스트립 안테나의 기본이론 - - - 3

2 .1 복사원리 - - - 3

2 .2 마이크로스트립 안테나의 기본 이론 - - - 6

2 .2 .1 마이크로스트립 사각 패치 안테나의 방사원리 - - - 6

2 .2 .2 마이크로스트립 사각 패치 안테나의 등가모델 - - - 7

2 .3 Cav it y m odel 해석 - - - 10

2. 4 급전 방식에 따른 분류 - - - 17

2.4.1 동축선로에 의한 급전 방식 - - - 17

2.4 .2 마이크로스트립 선로에 의한 급전 방식 - - - 17

2 .4 .3 개구면 결합 방식에 의한 급전 방식 - - - 18

Ⅲ. 코플레너 선로 이론 - - - 19

Ⅳ. 마이크로스트립 안테나의 설계 및 실험 - - - 22

4.1 효율을 고려한 기판의 선택 - - - 22

4.2 마이크로스트립 패치 안테나 - - - 27

4.2.1 마이크로스트립 사각 패치 안테나의 설계 - - - 27

4.2 .2 마이크로스트립 사각 패치 안테나의 제작 및 실험 - - - 29

4.3 개구면 결합 방식 마이크로스트립 안테나 - - - 33

4.3 .1 설계시 고려사항 - - - 33

4.3 .2 제작 및 실험 - - - 37

4.4 코플레너 선로 급전 방식 마이크로스트립 안테나 - - - 42

4.4 .1 코플레너 선로 급전 방식 안테나의 설계 및 제작 - - - 43

4.4 .2 코플레너 선로 급전 방식 안테나의 실험 및 고찰 - - - 44

Ⅴ. 결론 - - - 47

참고 문헌 - - - 48

국 문 요 약

본 논문에서는 마이크로스트립 안테나의 대역폭을 개선하기 위하여 급전선으 로 코플레너 선로를 이용한 방법을 제안하여 기존의 마이크로스트립 선로 급전 방식 마이크로스트립 안테나 및 개구면 결합 마이크로스트립 안테나의 대역폭과 비교하여 향상된 특성을 얻었다. 마이크로스트립 패치 안테나의 방사 소자가 위 치하게 될 기판을 선택하기 위해 M AT LAB을 이용하여 안테나의 효율을 계산한 뒤, 효율이 최고점에 이를 수 있는 기판을 선택하였으며, 마이크로스트립 패치 안테나는 패치의 입력 임피던스를 계산한 뒤, λ/ 4 변환기에 의한 임피던스 매칭 을 하였고, 개구면 결합 마이크로스트립 안테나는 개구면의 폭과 급전선이 개구 면을 지나 연장된 개방 스터브의 길이에 의한 임피던스 매칭을 하였다. 코플레너 선로 급전 방식 마이크로스트립 안테나는 코플레너 선로의 두 슬롯이 방사소자 와 교차하는 위치에 따라 다른 특성을 보였는데, 방사 소자의 1/ 4, 3/ 4 지점에 위 치하였을 때 가장 좋은 특성을 보였다.

일반적인 마이크로스트립 패치 안테나가 5.8 GHz에서 입력 반사 손실 10 dB 기준 190 M H z 의 대역폭 특성을 나타냈으며, 접지면에 의한 후방 방사가 상당 량 측정되었다. 개구면 결합 마이크로스트립 안테나의 경우 중심 주파수 5.8 GH z에서 약 230 M H z 의 대역폭 특성을 나타냈으며, 뒷면에 위치한 마이크로스 트립 급전 선로에 의해서 방향성을 가진 후방 방사가 측정되었다. 이에 비해 본 논문에서 제안한 코플레너 선로 급전 방식 마이크로스트립 안테나는 5.8 GH z에 서 940 M H z 의 대역폭 특성을 보였으며, 후방 방사량도 상당히 줄어든 것을 알 수 있었다. 이는 마이크로스트립 패치 안테나와 비교해 보았을 때, 약 4.9배의 대 역폭 개선 효과를 나타내는 결과이다.

Ⅰ . 서 론

정보화 시대를 맞이하면서 무선통신은 시공간의 제한이 없는 관계로 급속히 발전해 왔으며, 앞으로도 계속해서 발전해 갈 것이다. 1871년 멕스웰이 변위 전 류 개념을 도입하여, 전파의 존재를 부각시킨 이래로, 무선통신에 있어서 없어서 는 안될 중요한 소자의 하나가 바로 안테나이다.

무선 통신 시스템에서 안테나는 송신기로부터 자유공간으로 전자파를 방사하 거나 자유 공간에 방사된 전자파를 수신기로 전달시키는 일종의 변환기이다.

현재, 무선 통신 서비스의 수요급증으로 사용 주파수 대역이 이동 통신은 준 마 이크로파 대역으로, 위성통신은 점차 밀리미터파 대역으로 높아짐에 따라 새로운 주파수 대역에 적합한 안테나에 대한 연구가 필요한 실정이다.

이동통신의 용도로 쓰이는 안테나는 소형, 경량이고 이동체에의 부착이 자유 로와야 하기 때문에, 이에 적합한 형태의 안테나로 특정한 유전율을 가진 기판상 에 사진 식판 기술을 이용하여 프린트 할 수 있는 마이크로스트립 안테나를 들 수 있다. 하지만, 마이크로스트립 안테나의 결정적인 단점으로 매우 협대역의 특 성을 보인다는 점을 들 수 있다. 실제로 마이크로스트립 안테나는 1 ～ 2 GH z 의 대역에서 단지 1% 내외의 대역폭을 갖는다.

본 논문에서는 이러한 마이크로스트립 안테나의 협대역 특성을 개선하기 위 해, 개구면 결합 마이크로스트립 안테나 ( apertur e coupled micr ostrip ant enn a ) 를 제작, 실험하였으며, 일반적인 마이크로스트립 안테나와 비교 분석하였다. 또 한, 새롭게 제안한 코플레너 선로를 급전방식으로 이용한 마이크로스트립 안테나 를 제작, 실험하여 최종적으로 비교, 분석하였다.

개구면 결합 마이크로스트립 안테나와 코플레너 선로 급전 방식의 마이크로 스트립 안테나는 구조적 특성상 2개의 서로 다른 두께와 유전율을 갖는 기판을 이용한 다층구조로 제작하였으며, 패치가 위치하게 될 기판으로는 가능한 유전율 이 작으며, 두께가 두꺼운 기판을 사용하는 것이 적합하며, 급전선이 위치할 하 층기판에는 고주파 회로가 연결되어야 하므로, 유전율이 크며, 손실이 적은 기판 을 사용하는 것이 적합하다. 본 논문에서는 마이크로스트립 패치 안테나는 비유 전율 2.52인 T LX - 9 기판을, 개구면 결합 마이크로스트립 안테나에는 하층기판에

는 비유전율 10인 CER - 10을, 상층기판에는 비유전율 2.52인 T LX - 9을 이용하였 으며, 코플레너 선로를 이용한 안테나에는 하층기판으로 유전율 T LX - 9, 상층기 판으로는 비유전율 4.8인 epox y를 이용하였다. 시뮬레이션 프로그램으로는 독일 CS T 사에서 개발한 3차원 전자계 해석 프로그램인 M W - stu dio를 사용하였다.

본 논문의 1장에서는 서론을, 2장에서는 마이크로스트립 안테나의 기본 이론 을 기술하였고, 3장에서는 일반적인 마이크로스트립 안테나와 개구면 결합 급전 방식 마이크로스트립 안테나를 비교하였으며, 코플레너 선로 급전 방식의 마이크 로스트립 안테나의 기본이론과 타 마이크로스트립 안테나와의 결과 값을 비교, 고찰하였다. 마지막으로 4장에서는 최종적인 결론과 향후 고려사항을 제시하였 다.

Ⅱ . 마 이 크 로 스 트 립 안 테 나 의 기 본 이 론

2 .1 안 테 나 의 복 사 원 리

안테나의 복사원리를 설명하기 위해 우선 안테나에 연결된 평행 2선의 전송 선로에 전압원이 연결되었다고 생각한다. 평행 2선 전송선로를 가로질러 전압이 인가되면, 두 도체 사이에 전장(electric filed ) 이 유기되며, 이로 인해 발생되는 전하의 움직임은 전류를 흐르게 하고, 이는 다시 자장(m agnetic field) 을 발생시 킨다. 이때, 만약 전압원이 정현적인 모양으로 교변(A C )한다면, 도체간의 장 (field )도 입력된 전압원의 주기와 같은 모양으로 정현적이라 생각할 수 있다[1].

그림 2- 1. 전장(electric field) 의 분리

그림 (2- 1)에서와 같이 선로상의 파동이 폐루프의 모양으로 자유 공간파를 형 성하면서 안테나로부터 떨어져 나가는 현상은 고요한 호수의 중앙에 돌을 떨어

뜨렸을 때 나타나는 파동과 비교하여 설명할 수 있다. 일단 호수에 최초의 파동 이 발생하면, 이 파동은 바깥 방향으로 이동하기 시작하며, 물 속 요동이 정지되 더라도 파동은 사라지거나 정지하지 않고 자신의 이동 경로로 계속 진행한다. 이 와 마찬가지로, 일단 발생된 전자파는 전송선로 내에서 이동한 다음 안테나로 전 달되고, 전원의 요동이 더 이상 존재하지 않더라도 자유공간으로 복사된다. 만약 전기적 요동이 계속 지속되면 전자파는 계속해서 발생하고, 이전에 발생한 파동 의 뒤를 따라 이동한다.

전기력선이 안테나에서 떨어져 나와 자유 공간파를 형성하는 원리를 좀더 자 세히 보면 다음과 같다.

그림 2- 2. 다이폴에서의 전장(electric field )의 분리

그림 (2- 2)는 λ/ 2 dipole 안테나의 양쪽 도선간에 유기된 전기력선을 나타낸 다. 시간이 T / 4만큼 흐르면 급전점에서 최대의 전하가 모이고, 이때 전기력선은

바깥으로 λ/ 4 의 반경을 가진 원형을 그리며, 진행한다. 위의 그림에서는 형성된 전기력선이 3개라 가정하였다. 전체 주기 중에 1/ 4 기간 동안 최초의 3개 전기력 선은 바깥으로 λ/ 4 더 이동하고 (초기점에서 λ/ 2 떨어진 점까지) 두 도체상의 전하밀도는 사라지기 시작한다. 이는 도체상의 전하가 중화된다고 가정할 수 있 기 때문이다. 반대 극성의 전하에 의해 생성된 전기력선은 3개이고 이들 역시 λ/ 4 의 거리를 이동하게 된다. 그 결과 그림 (2- 2)의 가운데 그림과 같이 된다 [2]. 이 순간 안테나는 완전 중화되어 전하는 사라지고 전기력선은 도체간에서 재 생성되지 않아 결국 도체로부터 하나의 폐루프를 형성하며 떨어져 나가는 형 상을 가진다.

2 .2 마 이 크 로 스 트 립 안 테 나 의 기 본 이 론

마이크로스트립 패치 안테나(m icr ostrip pat ch ant enn a )는 일반적으로 제작이 용이하며, 소형 경량이라는 장점을 가지고 있는 반면, 가장 큰 단점으로는 협대 역의 특성을 보인다는 점을 들 수 있다. 마이크로스트립 안테나의 급전 방식으로 는 가장 손쉬운 방법인 마이크로스트립 선로 급전이 쓰이는데, 기판의 두께가 증 가하게 되면 surface w av e 와 spuriou s radiation 이 증가하게 되는 단점을 가지 고 있다. 마이크로스트립 선로 급전 방식의 구조적 단점인 spuriou s r adiation을 막기 위해 동축선로 급전 방식이 쓰이나, 이 방식 또한 협대역이라는 근본적인 마이크로스트립 패치 안테나의 단점은 그대로 지니고 있게 된다.

이와 같은 단점들을 극복하기 위해 본 논문에서 채용한 개구면 결합 급전 (apert u r e cou plin g feed ) 방식이 1985년 D .M . P ozar 에 의해 처음 제안되었다 [15].

2 .2 .1 마 이 크 로 스 트 립 사 각 패 치 안 테 나 의 방 사 원 리

그림 2- 3. 마이크로스트립 패치 안테나의 전계 분포

그림 (2- 3)은 마이크로스트립 패치의 측면에서 본 전계 분포이며, 이 그림에 서 볼 수 있는 바와 같이 패치는 양쪽으로 개방된 구조이므로, 전계가 양쪽 끝 개방구조에서 가장 강해지며, 마이크로스트립 선로나 동축선로와 같은 급전선을 흐르던 전자기파가 이곳 개방(open end )된 곳에 도달하였을 때, 일부는 공기중 (op en space )으로 방사되며, 나머지는 반사하게 된다. 또한 이곳에서의 전계는 접

지면에 대해 수직성분과 수평성분으로 나뉘어지게 되는데, frin ging len gth를 고 려하지 않았을 때, 패치의 길이(L )가 대략 / 2 가 되므로, 양쪽 방사슬롯에서의 수직성분들은 180 의 위상차를 갖게 되어, 원방계(far field ) 에서는 상쇄간섭을 일으켜 소멸한 것으로 볼 수 있다. 이때의 수평 성분들은 동 위상이 되어 방사의 근원으로 작용하게 된다.

2 .2 .2 마 이 크 로 스 트 립 사 각 패 치 안 테 나 의 등 가 모 델

일반적인 마이크로스트립 패치는 아래의 그림(2- 4)와 같이 패치의 r adiating edg e 부분에 컨덕턴스 G₁, G₂와 서셉턴스 B ₁, B ₂를 갖는 병렬 어드미턴스 등가회로로 나타낼 수 있다[1].

Y ₁ = G ₁ + j B ₁ (2- 1)

그림 2- 4. 마이크로스트립 사각 패치 안테나의 등가 모델

여기에서 두 개의 슬롯은 동일한 것으로 보며 Y ₁= Y₂ , 이때의 컨덕턴스 와 서셉턴스의 수식은 다음과 같다.

B = W

120 ₀

[

]

< 1

10 (2- 2)

G = W

120 ₀ [ 1 - 0 .636 ln ( k₀h) ] h

0

< 1

10 (2- 3 ) G₂ B ₂

G₁ B ₁

Y₂ Y 1

위의 컨덕턴스는 다음의 식에서 보는 바와 같이 방사 전력과 비례관계에 있 으며,

G = 2 P _{r a d}

| V₀|² (2- 4 )

이 때, 아래에서 나타낸 방사 전력 식에 의해 이때의 최종적인 컨덕턴스 G 는 다음과 같이 근사적인 값으로 나타낼 수 있게 된다.

G = 1

90 ( W

0

)

2

W 0 (2- 5 )

G = 1

120 ( W

0

) W ₀ (2- 6 )

또한, 이 때 두 방사슬롯 사이에 상호 컨덕턴스가 생기며, 다음과 같이 표현 된다.

G₁₂ = 1

120 ^{2 0}

s in ( k 0W 2 cos ) cos

2

J₀( k₀L sin ) s in³ d

(2- 7 ) 두 방사슬롯의 컨덕턴스와 상호 컨덕턴스에 의해 패치의 입력 저항은 다음과 같이 된다[3].

R _in = 1

2 ( G₁ G₁₂) (2- 8 )

위의 입력 저항 표현식을 이용하여 길이가 35 m m 인 패치의 입력 임피던스를 계산해 보았더니, 아래 그림 (2- 5)와 같은 결과가 나왔다.

그림 2- 5. In s et feed 길이에 따른 입력 임피던스의 변화

위의 그림 (2- 5)에서 볼 수 있듯이, 패치의 중앙으로 갈수록 입력 저항이 거 의 0에 가깝게 된다는 것을 알 수 있으며, 이것으로 패치의 가장자리인 방사슬롯 에서는 전압이 최대, 전류는 최소가 되며, 패치의 중앙지점에서는 전압은 0, 전류 는 최대가 된다는 것을 알 수 있다.

이러한 특성을 이용하여 그림 (2- 6)과 같이 급전선의 위치를 패치의 안쪽으로 이동시켜 임피던스 매칭을 시키는 방법이 자주 이용되기도 한다[4]. 하지만, 이러 한 방법은 패치의 안쪽으로 들어온 급전선과 이것을 둘러싼 패치와의 불필요한 상호간섭을 일으킬 수도 있다는 단점을 가지고 있다.

그림 2- 6. In set feed 에 의한 임피던스 매칭

2 .3 Ca v it y 모 델 해 석

마이크로스트립 안테나의 해석에 있어 전송 선로 모델과 함께 가장 일반적으 로 알려진 해석 방법이 cavity m odel 이다. 유전체 기판 안의 필드, 즉 패치와 접지면 사이의 필드는 패치의 주변을 따라 생성되는 자계벽 (m agn etic w all) 과 elect r ic con du ct or 에 의해 경계지어진 cav it y 영역에 의해 좀더 정확하게 표현되 어 질 수 있다[5].

마이크로스트립 패치가 에너지화 되었을 때 , 아래의 그림 (2- 7)과 같이 접지 면의 표면, 패치의 윗면, 그리고 패치의 아랫면에 전하의 분포가 생긴다[1].

그림 2- 7. 패치와 접지면에서의 전하 분포

이 때, 전하의 분포를 제어하는 두 가지 메카니즘(m echanism )이 생성되는데, 첫째는 attr activ e m echanism으로 패치의 아랫면과 접지면에 서로 반대되는 전하 를 생성시키며, 이것은 패치의 아랫면에 전하를 집중시키는 경향이 있다. 한편, 패치의 아래 면으로부터 패치의 가장자리나 윗면으로 전하를 미는 경향이 있으 며, 이를 r epulsiv e m echanism 이라 한다. 이러한 메카니즘은 위의 그림에서 보 듯이 패치의 위, 아래 면에서 전류밀도 ( J _b , J _t )를 생성한다.

그러나, 실제의 마이크로스트립의 경우 기판의 두께와 con du ct or의 두께의 비 가 매우 작으므로, attr activ e m ech anism 이 우세하게 되어, 대부분의 전하를 유전 체에 집중시키게 된다. 또한 파장에 비해 유전체의 두께가 작을 때, 유전체의 높

Jt

J _b

이 방향으로의 전계의 변화는 일정하게 유지된다고 볼 수 있으며, 패치의 가장자 리에서의 필드의 frin ging이 매우 작게 되므로, cavity 안에서는 T M 모드만을 보 게 된다.

그림 2- 8. 사각 마이크로스트립 패치의 cavity 모델

그림 (2- 8)은 사각 마이크로스트립 패치의 구조를 나타낸 것이며, cavity 화 하여 나타내면, 패치의 윗면과 아래 면에는 전계벽(electric w all)이 있으며, 좌우 의 벽면으로는 자계벽(m agn etic w all)이 존재하는 것으로 모델링하여 생각하게 된다. 이러한 경계조건은 아래의 수식과 같이 나타낼 수 있으며, 이로써 양쪽 벽 면의 자계벽에 의해 t an gential m agnetic field 가 소멸된다고 볼 수 있다.

① E _y( x ' = 0 , 0 y ' L , 0 z ' W ) = E _y( x ' = h , 0 y ' L , 0 z ' W ) = 0

② H _y( 0 x ' h , 0 y ' L , z ' = 0 ) = H _y( 0 x ' h , 0 y ' L , z ' = W ) = 0

③ H _z ( 0 x ' h , y ' = 0 , 0 z ' W ) = H _z ( 0 x ' h , y ' = L , 0 z ' W ) = 0

그림 (2- 8)의 cavity 모델에서 v ect or potential , A _x 는 식 (2- 9)와 같은 h om og en eou s w av e equ at ion을 만족해야 한다.

2 A _x + k² A _x = 0 (2- 9 )

일반적인 해는 변수 분리법을 이용하여 다음의 식 (2- 10)과 같이 나타낼 수 있다.

A _x = [ A ₁cos ( k _x x ) + B ₁s in ( k_x x ) ] [ A ₂cos ( k_y y ) + B ₂s in ( k_y y ) ]

[ A ₃cos ( k_z z ) + B ₃s in ( k_z z ) ] (2- 10) 여기서, k _x , k_y , k_z 는 x , y , z 방향의 전파상수 이다.

Cav ity 안에서의 전자계는 v ect or p ot en tial A _x 로 부터 식 (2- 11)～(2- 16) 과 같이 나타낼 수 있다.

E x = - j 1

(

2

x ² + k²) A x (2- 11)

E _y = - j 1 ²

x y (2- 12)

E _z = - j 1 ² A _x

x y (2- 13 )

H x = 0 (2- 14 )

H _y = 1 A x

z (2- 15 )

H _z = 1 A _x

y (2- 16 )

앞에서 언급한 경계조건을 h om og en eou s w av e equ ation 과 위의 필드 식 (2- 11)～ (2- 16)에 적용하게 되면.

경계조건 로부터,

B ₁ = 0 , k_x = m

h , m = 0 , 1 , 2 , . . . .(2- 17 )

경계조건 로부터,

B ₃ = 0 , k_z = p

W , p = 0 , 1 , 2 , . . . (2- 18 ) 경계조건 으로부터,

B 2 = 0 , ky = n

h , n = 0 , 1 , 2 , . . . .(2- 19)

이로 인해, v ector pot ential A _x 의 최종적인 표현식은

A _x = A _{m n p}cos ( k _x x ' ) cos ( k_y y ' ) cos ( k_z z ' ) (2- 20)

와 같이 된다.

여기서 A _{m n p} 는 각 m np 모드의 진폭계수이며, m , n , p 는 x , y , z 방향

의 필드의 반 사이클 동안의 변화를 나타내는 숫자이다. 따라서 각 모드에 따른 cav it y 의 공진 주파수는 다음 식 (2- 21)과 같이 정해지게 된다.

( f _r) _{m np} = k _r

2 = 1

2 ( m

h )

2

+ ( n L )

2

+ ( p W )

2

(2- 21) 이 때, 각각의 모드는 서로 다른 전파상수를 가지고 전자계도 서로 다르게 표 현된다. 전파상수는 주파수에 비례하기 때문에 k > k_c 의 조건을 만족할 때까 지는 파의 전파가 이루어지지 않으며, 주어진 모드의 차단 주파수보다 낮은 주파 수에서는 전파상수가 순 허수가 되어 각각의 전계는 지수함수적으로 감쇠하게 된다.

위에서 구한 최종적인 v ect or pot ential A x 를 대입한 cavity 안에서의 전자 계는 식 (2- 22)～(2- 27)과 같다.

E _x = - j ( k²- kx 2)

A _{m n p}cos ( k_xx ' ) cos ( k_yy ' ) cos ( k_zz ' ) (2- 22)

E _y = - j kx ky

A _{m n p}s in ( k_xx ' ) s in ( k_yy ' ) cos ( k_zz ' ) (2- 23 )

E _z = - j k_x k_z

A _{m n p}s in ( k_xx ' ) cos ( k_yy ' ) s in ( k _zz ' ) (2- 24 )

H _x = 0 (2- 25 )

H y = - k_z

A m n pcos ( kxx ' ) cos ( kyy ' ) s in ( kzz ' ) (2- 26 )

H _z = - k_y

A _{m n p}cos ( k_xx ' ) s in ( k_yy ' ) cos ( k_zz ' ) (2- 27 )

이제 cav ity 내에서의 전류밀도에 대해 언급하기 위해 cav ity를 이루고 있는 두 개의 전계벽과 좌우의 네 면의 자계벽에 대해 설명을 하면 다음과 같다. 우선 네 면의 자계벽은 작은 면적의 개구면으로 작용하며, H uy g en s의 법칙에 의해 이 개구면에서의 electric curr ent den sity는 이론적으로 거의 0이 되며, 따라서 이 곳에서는 m agnetic curr ent den sity만이 존재한다고 본다. 이러한 네 곳의 자 계벽에서의 m agnetic curr ent den sity에 의해 cav ity의 네 군데의 슬롯은 그림 (2- 9)와 같이 방사 슬롯 (r adiatin g slot ) 과 비방사 슬롯(n on - r adiatin g slot )으로 나누어진다 [1,6].

그림 2- 9. 방사 슬롯 (r adiating slot ) 의 모델 E ₂

M ₁

E 1

M₂

그림 2- 10. 비 방사 슬롯 (non - r adiating slot ) 의 모델

J_s = n H _a (2- 28 )

M _s = - n E _a (2- 29 )

Cav it y 의 x - z 평면에서의 전계 분포와 그에 따른 m ag n et ic cu r r ent den sity 를 그림 (2- 9)에 나타내었다. electric curr ent den sity J s와 m agnetic curr ent den sity M s를 나타낸 식(2- 28 )과 식 (2- 29 )에서도 알 수 있듯이, cav it y 의 위, 아 래 electric con du ct or 사이에서 발생하는 전계 E ₁, E ₂에 의해 양 슬롯을 지나 는 m agn etic curr ent den sity M ₁, M₂가 생겨나며, 이로 인해 개구면에서 발 생하는 방사와 흡사한 형태가 되어, 방사슬롯으로 분류될 수 있다. 그림 (2- 10)에 서 나타내어진 것과 같이 cav ity의 나머지 두 면에는 적절한 길이 L의 조정에 의해 생겨나는 전계의 방향변화로 인해 진폭은 같으나, 위상이 반대되는 m ag n etic cu rr en t den sity 가 생긴다. 또한, 그림 (2- 10)과 같이, 전계면과 자계면 으로 나누어 생각해 볼 때, 마주 보는 두 슬롯에서 상쇄가 되어 방사가 되지 않 으며, 이로써 비 방사슬롯으로 분류된다.

2 .4 급 전 방 식 에 따 른 분 류

일반적인 마이크로스트립 평면 안테나의 급전 방식은 동축선로에 의한 급전 방식, 마이크로스트립 선로에 의한 급전 방식, 그리고 개구면 결합 급전 방식의 세 가지로 분류된다. 자세한 사항은 뒷 절에서 언급하였다. 이러한 급전 방식 이 외에 많은 급전방식이 제안되어 왔으며, 각각의 장단점을 지니고 있다.

2 .4 .1 동 축 선 로 에 의 한 급 전 방 식

그림 2- 11. 동축선로에 의한 급전 방식

마이크로스트립 안테나의 동축 선로에 의한 급전 방식을 그림 (2- 11)에 나타 내었다. 이러한 급전 방식은 임피던스 매칭이 쉽고 spuriou s r adiation의 억제에 장점이 있지만 물리적으로 방사 소자를 중심 도체에 연결하는데 어려움이 있다.

임피던스 대역폭은 약 2～3 %로 이중 또는 다중 공진을 발생하려면 기생소자나 동축 선로에 의한 급전 외에 다른 방식을 혼용해야 하며, 이러한 경우 대역폭을 10～20 % 개선시킬 수 있다[7].

2 .4 .2 마 이 크 로 스 트 립 선 로 급 전 방 식

그림 2- 12. 마이크로스트립 선로 급전 방식

마이크로스트립 선로를 이용한 급전 방식을 그림 (2- 12)에 나타내었다. 이러 한 방식은 제작이 용이하다. 그러나 임피던스 매칭이 동축선로 급전 방식에 비해 어려우며, 급전선으로부터 원하지 않은 방사가 일어날 수 있다[7].

2 .4 .3 개 구 면 결 합 급 전 방 식

그림 2- 13. 개구면 결합 급전 방식

개구면 결합 급전 방식 마이크로스트립 안테나는 접지면에 의한 spuriou s r adiation 이 방사소자로부터 분리되어 있으며, 방사소자와 급전선로에 유전율이 다른 기판을 사용할 수 있기 때문에, 높은 유전 상수를 갖는 급전 기판을 사용하 여 능동소자가 부착된 급전 회로의 크기를 줄일 수 있다[7].

방사 소자에서의 공진 이외에 개구면에서의 공진이 일어날 수가 있으나, 이러 한 공진은 원치 않는 공진 주파수를 발생시키며, 강한 후엽(b ack lobe)을 일으키 므로 주의해야 한다.

Ⅲ . 코 플 레 너 선 로 이 론

코플레너 선로는 그림 (3- 1)과 같은 형태로 가는 금속 스트립과 평행하게 전 체 기판 표면에 접지면이 위치하는 구조를 하고 있다. 코플레너 선로는 능동 또 는 수동 소자와 같은 집중 소자를 병렬 또는 직렬로 회로 구성할 때 용이한 장 점을 가지고 있으며, 마이크로파 회로에 응용하면 회로 설계시 융통성이 향상되 며, 회로의 성능을 개선 할 수 있다.

그림 3- 1. 코플레너 선로의 구조

매핑 함수를 이용하여 코플레너 선로를 다른 평면으로 변환한 뒤 특성을 구 하는 방법인 컨포멀 매핑을 이용하여, 선로의 특성 임피던스는 다음과 같이 구해 진다[18].

Z c = ⁰

r ef f

K ( k ^')

4K ( k) (3 - 1)

0 = ⁰

0

(3 - 2)

여기서, _{r ef f} 은 실효 비유전 상수로써 공기와 유전체의 유전율의 평균과 같다.

r ef f = ^r+ 1

2 (3 - 3 )

또한, K ( k) 는 제1종 완전 타원 적분으로써, 다음과 같은 관계가 있다.

k = w/ d , d = 2s+ w , k ^' = 1 - k² (3 - 4 )

K ( k )

K ^'( k ) = K ( k )

K ( 1 - k²) (3 - 5 )

유전체의 두께를 유한하게 하였을 때의 실효 비유전 상수는 아래의 식 (3- 6) 과 같으며, 컨포멀 매핑을 통해 구한 특성 임피던스는 식 (3- 8),(3- 9)와 같다.

r ef f = 1 + ^r- 1

2

K ( k ^') K ( k)

K ( k)

K ( k ^') (3 - 6 )

k = w

d , k = s in h ( w / 4 h)

s in h ( d / 4 h) (3 - 7 )

Z c = ⁰

r ef f

ln 2 + 2 t anh ^{- 1}( 4 1 - ( W / d)²)

4 , W / d 0 . 7

(3 - 8 )

Z _c = ⁰

r ef f 4 ( ln 2 + 2 t anh ^{- 1} W / d) , 0 . 7 W / d

(3 - 9 )

마이크로스트립 선로와 비교해 보았을 경우, 코플레너 선로는 뒷면의 접지면 이 제거됨으로써 전자장이 영향을 미칠 수 있는 영역이 마이크로스트립 선로에 비해 확대된다고 볼 수 있으며, 이로 인해 전자장을 제한하는 성질이 적어지게 된다[17]. 즉, 마이크로스트립 선로에 비해 환경 적인 영향을 더 민감하게 받게 되지만, 이러한 특성으로 인해 윗면에 위치하게 되는 방사 소자로의 전달 특성이 마이크로스트립 선로에 비해 우수하게 된다.

마이크로스트립 선로와 코플레너 선로의 전자계 분포를 그림 (3- 2)에 나타내 었다.

그림 3- 2. 마이크로스트립 선로와 코플레너 선로의 필드 분포

그림 (3- 2) 에서도 볼 수 있듯이, 코플레너 선로에 비해 마이크로스트립 선로 는 대부분의 전자장 선이 유전체 영역 안에 분포하여 스트립 도체와 접지면 사 이에 밀집되어 있으며, 유전체 판 위의 공기 영역에는 약간의 양만이 존재한다 [18]. 또한, 코플레너 라인은 두 슬롯과 가운데에 위치한 선로의 간격을 조절할 수 있으므로, 선로의 위에 또 다른 유전체를 위치시킬 경우 마이크로스트립 선로 에 비해 전자장의 커플링을 이용한 급전선으로의 활용에 많은 이득을 얻을 수 있다는 것을 알 수 있다.

Ⅳ . 마 이 크 로 스 트 립 안 테 나 의 설 계 및 실 험

4 .1 효 율 계 산 에 의 한 기 판 의 선 택

마이크로스트립 안테나의 제작 시 고려해야 할 중요한 사항중의 하나가 올바 른 기판의 선택이다. 안테나의 패치가 위치하게 될 기판의 유전율과 두께에 따라 마이크로스트립 안테나의 효율과 대역폭 및 여러 가지 특성이 좌우 될 수 있기 때문이다.

그림 4- 1. 기판의 두께에 따른 안테나 효율의 변화

기판의 유전율과 두께의 변화에 따라 안테나의 효율이 변하게 되는데 이것을 그림 (4- 1)에 나타내었다. 기판의 두께가 매우 얇을 때에는 기판의 도체 손실의 영향으로 효율이 급격하게 감소한다는 사실을 알 수 있다. 이러한 도체 손실의 영향을 줄이기 위해서는 기판의 t an gent los s가 거의 0에 가까워야 하지만, 실제 로 이러한 기판은 제작 자체가 불가능하다. 또한 기판의 두께가 두꺼워 질수록 표면파 손실의 증가로 인해 효율의 감소가 뚜렷이 나타나게 된다[7].

마이크로스트립 패치 안테나의 효율 e_r은 qu ality factor 에 의해 결정되며, 수식으로 나타내면 다음과 같다.

e r = Q

Q_sp (4 - 1)

여기서, Q는 quality fact or를 나타내며, Q_sp는 공간파 qu ality fact or를 나 타낸다. 식(4- 1)을 풀기 위해, quality fact or를 전개하면 다음과 같이 풀어 쓸 수 있다.

1

Q = 1

Q_sp + 1

Q_sw + 1

Q_d + 1

Q_c (4 - 2)

식(4- 2)에 나타난 여러 가지 quality fact or를 풀어서 설명하면 다음과 같다.

① Q_d : 유전체 손실 qu ality fact or .

기판의 los s t ang ent 와 반비례하며, 다음과 같이 나타낼 수 있다.

Qd = 1

ld

(4 - 3 )

② Q_c : 도체 손실 qu alit y fact or .

Qc = 1

2 ^{0 r}

(

)

여기서, _r 는 기판의 비투자율 이며, R s 는 패치와 접지면을 이 루고 있는 금속의 표면 저항값이다. 만약 패치와 접지면이 서로 다른 금속으로 이루어져 있다면, 두 표면 저항값의 평균값을 취한다.

③ Q_sp : 공간파 qu alit y fact or

Qsp = 3

16

(

)(

) (

)

여기서, p는 패치에 의해 공기중으로 방사되는 실제 전력과

등가 dipole 에 의해 방사되는 전력의 비로써, 다음과 같이 근 사된다[8].

P P _sp

m _eq² P_sp^{h e d} (4 - 6 )

④ Q_sw : 표면파 qu alit y fa ct or 는 공간파 qu alit y fact or 에 의 해 다음과 같이 표현된다.

Qsw = Qsp

(

)

여기서, e _r ^{h ed} 는 h or izon t al elect r ic dipole 의 방사효율을 나타내 며, 계산식은 식(4- 8)과 같다.

e _r ^{h ed} = P sp

h ed

P _sp^{h ed}+ P_sw ^{h e d} (4 - 8 )

여기서, P _sp^{h ed} 는 앞의 공간파 qu ality fact or를 구하는 과정에서도 필요하 며, 무 손실로 가정된 기판에서의 horizontal electric dipole의 단위 강도를 나타 내며, 풀어쓰면 식(4- 9)과 같다[8].

P sp

h ed = 1

0

2 ( k0h)²( 80 ² r

2 c 1) (4 - 9 )

c1 = 1

n ₁² + 2 / 5

n ₁⁴ (4 - 10)

n ₁ = _{r r} (4 - 11)

또한, P _sw^{h e d} 는 dipole 에 의한 표면파 전력으로써, 식(4- 12)와

같이 풀어 쓸 수 있다.

P _sw^{h e d} = 1

0

2 ( k₀h)²

[

]

식 (4- 3)～식 (4- 12)를 식 (4- 1)에 대입하면, 식(4- 13)과 같은 최종 식이 된다[9].

e r= e _r ^{h ed}

1 + e r

h ed

[

][

]

(4 - 13 )

그림 4- 2. 실제 사용된 기판의 두께에 따른 효율의 변화

M A T LA B을 이용하여 기판의 두께에 따른 효율의 변화를 계산하여 그림 (4 - 2)와 같은 결과를 얻었다. 여기서 기판의 두께가 2～3 m m 일 때에 효율이 최 고점에 이른다는 것을 알 수 있었다. 따라서, 사용 가능한 기판의 두께를 1.6 m m 로 정하고, 비유전율 2.52인 T LX - 9 기판을 사용 할 때의 공진 주파수에 따 른 효율의 변화를 계산하면 그림 (4- 3)과 같이 나타내어진다.

그림 4- 3. 공진 주파수에 따른 효율의 변화

공진 주파수에 따른 효율의 변화를 계산한 결과를 통해, 비유전율 2.52, 두께 1.6 m m 의 T LX - 9을 이용하여 제작하는 것이, 본 논문에서 제작하고자 하는 5.8 GH z의 마이크로스트립 안테나의 효율이 최대 점에 근접하게 될 수 있다는 것을 알 수 있었다.

4 .2 마 이 크 로 스 트 립 패 치 안 테 나

4 .2 .1 마 이 크 로 스 트 립 사 각 패 치 안 테 나 의 설 계

그림 4- 4. 마이크로스트립 사각 패치 안테나

일반적인 패치 안테나의 폭 W 와 길이 L , 그리고 fringin g effect 에 의한 유 효길이(effectiv e length ) L '는 그림 (4- 4)에 표시한 것과 같다. 마이크로스트립 안테나는 일반적으로 λ/ 2 길이의 개방 종단된 구조로서, 패치의 폭은 안테나의 입력 임피던스에 영향을 미치며, 이것은 곧 안테나의 효율에도 영향을 미치게 된 다.

적절한 패치의 폭 W 는 다음과 같이 구하게 된다.

W = 1

2 f _{r 0 0}

2

r+ 1 = v₀

2 f _r

2

r+ 1 (4 - 14 )

여기서 v0는 광속을 나타내며, f r 은 중심 주파수이다.

안테나의 공진주파수는 패치의 길이 L에 의해 조정되며, 이것은 패치의 크기 와 기판의 특성에 따른 함수인 유효 유전 상수에 의한 fringin g effect 의 변화를 감안하여 설계하게 된다.

식(4- 15)는 유효 비유전상수(effectiv e r elativ e dielectric con st ant )를 나타낸 수식이다.

r ef f = ^r+ 1

2 + ^r- 1

2

[

]

- 1 2

(4 - 15 )

위의 유효 유전상수는 frin ging effect와 파의 전파를 설명하기 위해 도입된 개념으로 동작 주파수가 증가할수록 전계가 유전체에 집중하게 되며, 따라서 마 이크로스트립 라인은 하나의 유전체, 즉 기판의 유전율에만 영향을 받는 h om og en eou s lin e과 같이 동작하게 된다.

위에서 구한 유효 비유전상수로부터 위의 그림 (3- 4)에 보인 L ' , 즉 패치의 유효 길이를 식(4- 16)과 같이 구한다.

L '

h = 0 .4 12

( r ef f + 0 . 3) ( W

h + 0 . 264 )

( r ef f - 0 . 258 ) ( W

h + 0 . 8)

(4 - 16 )

위에서 구해진 유효길이 L '를 이용하면 다음과 같이 패치의 실제 길이를 쉽 게 구할 수 있다[1,10].

L =

2 - 2L ' (4 - 17 )

실제로, 설계한 패치 안테나는 비유전율 2.52, 두께 1.57 m m 의 T LX - 9 기판 을 사용할 때, 패치의 폭은 19.3 mm , 길이는 1.48 m m 가 되었으며, 패치의 입력 저항은 229.83 으로 / 4 변환기를 이용하여 50 선로와 매칭시켰다.

4 .2 .2 마 이 크 로 스 트 립 사 각 패 치 안 테 나 의 제 작 및 실 험

시뮬레이션 툴을 이용한 패치 안테나의 모양을 그림 (4- 5)에 나타내었다.

그림 4- 5. 마이크로스트립 사각 패치 안테나의 시뮬레이션 모델

마이크로스트립 사각 패치 안테나에서는 일반적인 마이크로스트립 라인 급전 방식을 이용하였으며, 기판의 밑면은 접지면이 된다.

임피던스 매칭은 급전선이 패치 안쪽으로 들어가는 방식, 즉 in set feed 방식 을 이용하려 했으나, 고주파에서 사용 가능하게끔 설계한 관계로 패치의 크기가 매우 작아졌고, 따라서, in set feed 방식은 안테나의 전체적인 효율에 좋지 않은 영향을 미치리라는 판단 하에 λ/ 4 변환기에 의한 매칭방법을 이용하였다.

그림 4- 6. 사각 패치 안테나의 입력 반사 손실 시뮬레이션 결과

위의 그림은 패치 안테나의 시뮬레이션 결과로서 5.79 GH z에서 16.7 dB의 반 사손실을 갖는 것으로 나타났으며, 3 dB 대역폭은 약 9 % 의 특성을 보였다.

그림 4- 7. 사각 패치 안테나의 원방계 방사 패턴 시뮬레이션 결과

그림 (4- 7)은 패치 안테나의 원방계 방사 패턴의 시뮬레이션 결과로서, 5.8 GH z에서 6.5 dBi의 이득을 얻으며, 주빔의 방향이 5 정도 기울어지는 것으로 나타났다. 또한 3 dB 빔폭은 약 74 인 것으로 나타났으며, 후방 방사가 예상외 로 많은 것은, 패치의 뒷면이 접지면으로 되어 있으므로, 패치뿐 아니라 접지면 에서의 후방 방사가 생기기 때문이다.

그림 4- 8. 사각 패치 안테나의 제작한 실물

그림 (4- 8)은 실제 제작한 마이크로스트립 패치 안테나로써, 사용된 기판은 비유전율 2.52 이며, 기판 두께는 1.57 m m 인 T LX - 9 기판을 사용하였다. 패치 의 크기는 14.8 19.3 m m 이며, λ/ 4 변환기를 이용하여 임피던스 매칭을 하였 고, 뒷면은 접지면이 된다.

그림 (4- 9)는 제작한 안테나의 방사패턴 측정 결과로써, 일반적인 마이크로스 트립 패치 안테나의 방사패턴을 보여주고 있으며, 접지면에 의한 후방방사가 상 당량 나타나고 있다. 반전력 빔폭은 약 40°로 측정되었다.

그림 4- 9. 사각 패치 안테나의 방사 패턴 측정 결과

그림 (4- 10)은 제작한 마이크로스트립 패치 안테나의 입력 반사 손실로써, 안 테나의 중심 주파수가 5.8 GHz 에 맞추어 졌으며, 입력 반사 손실 10 dB 이상의 대역폭은 약 190 M Hz 로써 상당히 적은 것을 알 수 있다.

그림 4- 10. 사각 패치 안테나의 입력 반사 손실 측정 결과

4 .3 개 구 면 결 합 방 식 마 이 크 로 스 트 립 안 테 나

4 .3 .1 설 계 시 고 려 사 항

마이크로스트립 패치 안테나의 급전 방식을 변화시켜 개구면을 통하여 급전 시키는 방식은 D.M . P ozar에 의해 제안되었으며[15], 이에 대한 구조는 그림

(4 - 11)과 같다.

그림 4- 11. 개구면 결합 급전 방식 마이크로스트립 안테나의 구조

그림 (4- 11)에서 보는 바와 같이, 마이크로스트립 라인을 통해 급전되며, 접지 면으로 둘러싸인 개구면을 통해 위쪽 기판에 위치한 패치가 방사소자로 작용하 게 된다. 두 기판은 각자 유전율과 두께를 다르게 할 수 있으며, 주로 위쪽 패치 가 위치한 기판은 대역폭을 늘리고, 표면파를 제거하기 위해 유전율은 낮으며, 두께는 두꺼운 기판을 사용하게 된다. 또한 아래쪽 마이크로스트립 라인이 위치 한 기판은 다른 소자들과의 결합 시를 고려해 유전율은 크고 두께는 작은 기판 을 사용하게 된다[11].

개구면 결합 패치 안테나에 있어 가장 중요한 파라미터는 개구면의 폭 W a

과 급전선이 개구면을 지나서 연장된 개방 스터브의 길이 L s이다. 개구면의 폭 W a는 개구면과 방사소자와의 전자기적 상호결합 정도를 결정하며, 개구면과 방 사 소자가 최적 결합이 되는 길이보다 길어지면 후방 방사가 증가하게 된다. 또 한 개구면의 길이 La를 이용하면 패치에서 뿐만 아니라, 개구면 상에서도 공진이 일어나게 할 수 있는데, 이것은 전체적인 임피던스 대역폭을 증가시키는 작용을 할 수도 있지만, 급전선 방향으로의 후방방사도 일으키므로, 안테나의 이득을 줄 일 수 가 있다. 따라서, 개구면의 길이는 짧게 하여 비 공진 개구면 결합을 주로 사용한다[15].

그림 4- 12. 개구면 결합 마이크로스트립 안테나의 등가 회로

그림 (4- 12)에서 L '는 공진 슬롯의 인덕턴스이며, 패치는 병렬 RLC로 표현되 고, 스터브는 급전선을 나타낸다. 개방 스터브는 개구면의 인덕턴스에 대하여 상 호 인자로서 작용되며, 패치 안테나가 실수 임피던스 값을 갖게 한다[11,12] .

이와 같이, 개구면 결합 급전 방식 마이크로스트립 안테나의 제작에 있어서 가장 중요한 파라미터인 개구면의 길이와 급전 선로가 개구면을 지나 연장된 개 방 스터브는 측정 결과에 상당한 영향을 끼치게 된다. 그림 (4- 13)과 그림 (4 - 14 )는 개구면의 길이와 개방 스터브의 길이 증가에 따른 임피던스 측정 결과 의 변화를 스미스 도표를 이용해 나타낸 그림이다.

그림 4- 13. 스터브의 길이 증가에 따른 임피던스의 변화

그림 4- 14. 개구면의 길이 증가에 따른 임피던스의 변화

스터브 길이의 변화에 따른 임피던스의 변화는 그림 (4- 13)과 같이 스터브의 길이가 증가할수록 입력 임피던스는 스미스 도표에서 시계방향으로 변화한다. 스 터브의 길이를 적절히 조절함으로써, 입력 임피던스를 실수 축에 위치하게 조정 해야 한다. 개구면의 길이에 따른 임피던스의 변화는 그림 (4- 14)와 같이 개구면 의 길이가 증가할수록 입력 임피던스의 궤적은 스미스 도표 상에서 오른쪽으로 향하게 된다. 즉, 스터브의 길이를 조정함으로써, 원하는 주파수에서 입력 임피던 스 실수 값을 갖도록 하고, 개구면의 길이를 조정함으로써, 50 Ω 혹은 원하는 임피던스에 맞추어야 한다.

개구면의 길이를 조정할 때, 주의하여야 할 점은 임피던스 매칭 뿐만 아니라, 개구면의 크기가 증가함으로써, 개구면에서 생기는 후방 방사량의 증가와 이에 따른 안테나의 효율 감소를 들 수 있다. 따라서 개구면의 크기는 허용되는 범위 내에서 가능한 작게 설계하는 것이 바람직하다 [11,13,14].

4 .3 .2 제 작 및 실 험

그림 4- 15. 개구면 결합 마이크로스트립 안테나의 시뮬레이션 모델

그림 (4- 15)는 개구면 결합 방식 마이크로스트립 안테나의 시뮬레이션 모델을 나타낸 것으로써, 급전선과 패치가 위치한 두 개의 기판을 사용하였다. 스터브와 개구면의 길이를 적절히 조정함으로써, 임피던스 매칭을 하였다.

그림 4- 16. 개구면 결합 안테나의 입력 반사 손실 시뮬레이션 결과

개구면 결합 안테나의 입력 반사 손실 시뮬레이션 결과는 그림 (4- 16)과 같이 나타났다. 5.8 GH z에서 입력 반사 손실이 약 16.7 dB 정도인 것으로 나타났으며, 이는 패치 안테나의 경우와 거의 비슷한 결과를 보이는 것으로 나타났다.

그림 4- 17. 개구면 결합 안테나의 원방계 방사 패턴 시뮬레이션 결과

그림 (4- 17)은 개구면 결합 마이크로스트립 안테나의 원방계 패턴의 시뮬레이 션 결과로써, 5.8 GH z에서 약 5.8 dBi 의 이득을 얻었으며, 주 빔의 방향은 5。

정도 기울어진 것으로 나타났다. 또한 3 dB 빔폭은 77.1。로 나타났다.

그림 4- 18. 개구면 결합 마이크로스트립 안테나의 제작 실물

그림 (4- 18)은 제작된 5.8 GHz 개구면 결합 마이크로스트립 안테나의 모양으 로써, 패치의 크기는 14.9×18.8 m m 이며, 사용된 기판은 상층기판은 비유전율 2.52, 두께 1.57 m m 의 T LX - 9을 이용하였고, 하층 기판은 비유전율 10, 두께는 1.27 m m 의 CE R - 10 기판을 이용하였다.

그림 4- 19. 개구면 결합 마이크로스트립 안테나의 입력 반사 손실 측정 결과

그림 (4- 19)는 제작된 안테나의 입력 반사 손실 측정 결과로써, 중심 주파수 는 약 160 M Hz 의 오차가 생겼다. 유전체 간의 커플링을 이용한 다층 기판의 제작에 있어서 유전체 간의 접합시에 발생한 아주 미세한 오차가 측정 결과에는 굉장히 커다란 영향을 미치게 된다. 따라서, 위와 같이 중심주파수가 틀어진 원 인은 다음과 같은 두 가지의 이유를 생각해 볼 수 있다. 우선 첫째로, 방사소자 가 위치하는 상층 기판과 개구면과 급전 선로가 위치하는 하층 기판이 처음 설 계할 때의 위치를 벗어났기 때문이며, 두 번째로 하층 기판은 기판의 양면을 정 밀하게 맞추어 가며 제작해야 하는데, 여기에서 오차가 발생할 경우, 개구면과 급전 선로의 개방 스터브가 설계할 때의 위치와 달라지게 되며, 이로 인해 개방 스터브의 길이가 길거나 짧게 되어 임피던스 매칭에 문제가 발생하게 된다.

입력 반사 손실 10 dB 이상의 대역폭을 보면 약 230 M Hz 로써, 패치 안테나

의 경우보다는 약 40 M H z 정도의 증가를 보였다.

그림 4- 20. 개구면 결합 마이크로스트립 안테나의 방사 패턴 측정 결과

제작한 안테나의 방사패턴 측정 결과는 그림 (4- 20)에 나타내었다. 마이크로 스트립 패치 안테나의 경우와 다르게 지향성을 가진 후방 방사가 측정되었다. 이 것은 안테나의 뒷면에 위치한 급전 마이크로스트립 선로에 의한 것이며, 전방 방 사량에 비하면 대단히 작은 양이며, 일반적으로 마이크로스트립 안테나를 사용할 때에는 뒷면에 반사체를 장착하므로, 별 문제 될 것이 없다고 보인다. 반 전력 빔폭은 약 55°로 측정 되었다.

4 .4 코 플 레 너 선 로 급 전 방 식 마 이 크 로 스 트 립 안 테 나

코플레너 선로는 적은 분산효과와 인접한 라인 사이의 낮은 커플링, 그리고 다른 구조에 비해 제작비용이 적다는 장점을 가지고 있으며, 마이크로스트립에 비해 비아홀이 불필요하므로 수동소자나 능동 소자의 직, 병렬 부착이 용이하여 최근 고주파회로에 많이 응용되고 있다. 그러나 아직까지 상용 설계 툴에는 코플 레너 선로의 라이브러리 모델이 잘 되어있지 않다는 단점도 있다.

그림 4- 21. 코플레너 선로의 구조

그림 4- 22. 코플레너 선로의 전자계 분포

그림 (4- 21)과 그림 (4- 22)는 코플레너 선로의 구조와 전자계 분포로써, 마이

크로스트립 선로와는 다르게 접지면과 선로가 동일한 평면상에 위치하며, 자계 성분의 수직적인 분포가 생김으로써, 고주파에서 T EM 모드와는 다르게 동작하 게 된다. 또한, 필드분포가 하나의 평면상에 집중되어 일반 마이크로스트립 급전 안테나에 비해 더 좋은 전달(tr an sition ) 특성을 갖게 되며. 후방방사의 가능성도 적다는 개념에서 출발하여 다음 그림과 같은 코플레너 라인 급전 패치 안테나를 설계하게 되었다[16] .

4 .4 .1 코 플 레 너 선 로 급 전 방 식 안 테 나 의 설 계 및 제 작

그림 4- 23. 코플레너 선로 급전 방식 안테나의 구조

코플레너 선로 급전 방식 패치 안테나의 구조는 그림 (4- 23)과 같이 아래 기 판의 코플레너 선로 라인을 통해 급전이 이루어지며, 위 기판의 패치를 통해 방 사되는 구조이다. 전체적인 구조는 개구면 결합 마이크로스트립 패치 안테나와 유사하지만, 훨씬 간단하게 제작되어 질 수 있다.

코플레너 선로 급전 방식 안테나의 실물 그림과 구조를 그림 (4- 24)에 나타내 었다.

그림 4- 24. 코플레너 선로 급전 방식 안테나의 제작한 실물과 구조

상층 기판으로는 비유전율 4.8, 두께 3.1 m m 의 epox y 기판을 이용하였으며, 단락된 코플레너 라인 급전선을 패치의 가장자리에서 1/ 4 , 3/ 4 지점에 위치시 켰다.

4 .4 .2 코 플 레 너 선 로 급 전 방 식 안 테 나 의 실 험 및 고 찰

그림 4- 25. 코플레너 선로 급전 방식 안테나의 방사 패턴 측정 결과

그림 (4- 25)는 제작한 안테나의 방사패턴 측정 결과를 나타낸 그림이다. 앞에 서 제작 실험했던 마이크로스트립 패치 안테나와 개구면 결합 방식 안테나와 비 교해 볼 때, 적은 양의 후방 방사가 나타났다. 이는 코플레너 선로를 급전 방식 으로 이용함으로써, 안테나의 뒷면에 위치했던 접지면이나 급전 마이크로스트립 선로가 사라졌기 때문이다. 반 전력 빔폭은 약 54°로 개구면 결합 방식 안테나 와 유사함을 알수 있다.

그림 4- 26. 코플레너 선로 급전 방식 안테나의 입력 반사 손실 측정 결과

그림 (4- 26)은 코플레너 선로 급전 패치 안테나의 입력 반사 손실 측정 결과 로써, 중심주파수가 5.8 GH z 로 비교적 정확히 맞았으며, 10 dB 에서의 대역폭 은 약 940 M Hz 정도로 일반 마이크로스트립 패치 안테나에 비해 약 4.9 배의 증가를 보였다.

표 4- 1. 안테나의 크기와 대역폭 비교

안테나의 크기와 대역폭 비교는 표 4- 1과 같다. 패치 안테나의 전체 크기의 증가는 3 % 정도로 차이가 매우 적지만, 대역폭의 증가는 약 4.9 배의 증가를 보 였다. 이는 필드 분포가 하나의 평면상에 집중되는 코플레너 선로의 구조적 특징 에 의한 결과로써, 1980년대 후반, 즉 비교적 근래에 연구되기 시작한 개구면 결 합 방식 마이크로스트립 패치 안테나의 대역폭 확장 특성과 비교해 볼 때, 약 4 배 이상의 대역폭 개선 특성을 가지는 것으로 나타났다. 고주파 회로용으로 많은 연구가 진행중인 코플레너 선로를 마이크로스트립 패치 안테나의 급전선으로 이 용함으로써, 코플레너 선로를 이용하여 회로를 구성할 때의 문제점인 마이크로스 트립 선로나 동축선로와의 연결에서 생기는 분산에 대한 문제를 제거 할 수 있 으리라 본다.

마이크로스트립 패치 안테나

개구면 결합 패치 안테나

코플레너 선로 급전 방식 패치 안테나

크기(m m ) 30×45 30×45 40×35

대역폭(M Hz) 190 230 940

Ⅴ . 결 론

마이크로스트립은 얇고 가벼우며 사진 식판 기술을 이용하여 매우 정교하게 제작 할 수 있기 때문에, 마이크로파 회로에 많이 응용되고 있다. 이러한 마이크 로스트립을 이용한 안테나는 부착의 용이성과 소형 경량이라는 장점을 가지고 있는 반면에, 협대역의 단점을 가지고 있다. 이러한 마이크로스트립 안테나의 단 점을 보완하기 위해 많은 연구가 진행되고 있으며, 그 중 P ozar 에 의해 제안된 개구면 결합 급전 방식 마이크로스트립 안테나가 가장 활발히 연구되고 있는 추 세이다.

본 논문에서는 기존의 마이크로스트립 안테나의 대역폭을 개선하기 위해, 연 구가 진행되고 있는 개구면 결합 마이크로스트립 안테나를 제작, 실험해 보았으 며, 개구면 결합 마이크로스트립 안테나의 임피던스 대역폭보다 광대역 특성을 보여주는 코플레너 선로 급전 방식 마이크로스트립 안테나를 제안하여 실험해 보았다. 실험 결과, 코플레너 선로 급전 방식 안테나의 임피던스 대역폭은 5.8 GH z에서 940 M H z로써, 일반적인 마이크로스트립 패치 안테나의 대역폭과는 약 5배의 증가치를 보였으며, 개구면 결합 마이크로스트립 안테나와 비교해 보았을 때 , 약 4배의 대역폭 증가를 알 수 있었다. 또한 방사패턴을 보았을 때, 안테나 뒷면에 접지면이나 마이크로스트립 급전 라인이 위치하지 않기 때문에, 상대적으 로 적은 후방 방사량을 갖는다는 것을 알았다.

코플레너 선로는 최근 고주파 회로에 많이 응용되고 있는 분야이며, 이로 인 해 자연히 안테나와의 결합에 관한 문제가 대두된다. 아직까지 코플레너 선로와 마이크로스트립과의 완벽한 정합에 관한 해석은 정립되지 않은 상태이므로, 본 논문에서 제안한 새로운 급전 방식의 마이크로스트립 안테나는 이러한 문제에도 해결책을 제시 할 수 있으리라 생각된다. 본 논문의 안테나를 이용하여 배열 형 태로 발전 시켜 연구하여야 하며, 단일 편파 특성을 보완하는 연구가 계속 되어 야 하겠다.

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D ep t. of E lectron ics E ng in e er ing Grad ua te S chool, K ook m in Un iv ers ity

S e oul, K or ea

T o im pr ov e t h e b an dw idt h of m icr ost r ip ant en n a s , th e coplan ar w av egu ide feed lin e, pr opos ed in t his pap er , su b st it ut ed for t h e m icr ostr ip lin e. T h e form er sh ow ed b et t er r esult s th an t h e latt er .

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A n d t h e b ack lob e of th e ant en n a w a s r est r ain ed . T h ese r esult s w er e cau s ed by t h e coplan ar w av egu ide feed lin e.

T h e ant en n a s w er e sim ulat ed w ith M W - st u dio of COM P UT E R S IM U LA T ION T E CHN OL OGY Co.