「이 연구는 2010년도 (주)유텔의 “소형 X-대역 200 W 펄스 구동 전력증폭기 모듈 설계” 연구과제 수행으로 연구되었음.」
충남대학교 전파공학과(Department of Radio Science and Engineering, Chungnam National University) *LIG넥스원(LIG Nex1)
**(주)유텔 기술연구소(U-tel Research and Development Center)
․논 문 번 호 : 20110718-069
․교 신 저 자 : 염경환(e-mail : [email protected])
․수정완료일자: 2011년 10월 31일
http://dx.doi.org/10.5515/KJKIEES.2011.22.11.1034
사전-정합 로드-풀 측정을 통한 X-대역 40 W급 펄스 구동 GaN HEMT 전력증폭기 설계
Design of X-band 40 W Pulse-Driven GaN HEMT Power Amplifier Using Load-Pull Measurement with Pre-matched Fixture
정해창․오현석․염경환․진형석*․박종설**․장호기**․김보균** Hae-Chang Jeong․Hyun-Seok Oh․Kyung-Whan Yeom․Hyeong-Seok Jin*․
Jong-Sul Park**․Ho-Ki Jang**․Bo-Kyun Kim**
요 약
본 논문에서는 X-대역에서 GaN HEMT 소자의 로드-풀 측정을 통한 40 W급 전력증폭기 모듈의 설계, 제작을 보였다. 전력증폭기의 설계에 적용하기 위한 능동 소자로, 최근 발표된 TriQuint사의 GaN HEMT 소자를 선정하 였다. 로드-풀 측정 시스템의 임피던스 튜너의 임피던스 범위 제한으로 인하여, 시험치구 내에 사전-정합 회로를 구성하였다. 사전-정합 회로가 포함된 로드-풀 측정을 통해 최적 입․출력 임피던스를 도출하기 위하여, 사전-정
합 회로의 2-포트 S-파라미터가 필요하며, 이의 새로운 추출 방법을 제안하였다. 이와 같이 결정된 사전-정합
회로의
S-파라미터를 반영한 로드-풀 측정을 통해 도출된 최적 입․출력 임피던스는 데이터 시트와 근접한 결과를 주며, 이를 통해 측정의 타당성을 확인하였다. 전력증폭기의 정합 회로는 도출된 최적 임피던스로부터 EM co-simulation을 이용하여 설계하였다. 제작된 전력증폭기는 15×17.8 mm
2으로 소형의 크기를 가지며, 10 usec의 펄스 폭, 10 % duty의 펄스 입력 및 드레인 스위칭 상태에서, 9～9.5 GHz 대역 내 출력은 46.7～46.3 dBm, 전력 이득은 8.7～8.3 dB, 효율은 약 35 %의 특성을 보인다.
Abstract
In this paper, a design and fabrication of 40 W power amplifier for the X-band using load-pull measurement of GaN HEMT chip are presented. The adopted active device for power amplifier is GaN HEMT chip of TriQuint company, which is recently released. Pre-matched fixtures are designed in test jig, because the impedance range of load-pull tuner is limited at measuring frequency. Essentially required 2-port S-parameters of the fixtures for extraction optimal input and output impedances is obtained by the presented newly method. The method is verified in comparison of the extracted optimal impedances with data sheet. The impedance matching circuit for power amplifier is designed based on EM co-simulation using the optimal impedances. The fabricated power amplifier with 15×17.8 mm
2shows the efficiency above 35 %, the power gain of 8.7～8.3 dB and the output power of 46.7～46.3 dBm at 9～9.5 GHz with pulsed-driving width of 10 usec and duty of 10 %.
Key words : GaN HEMT, Power Amplifier Module, Load-Pull Measurement, Pre-Match, Fixture De-Embedding
Ⅰ. 서 론
과거 레이더 시스템은 큰 출력을 얻기 위하여 진 공관 형태의 전력증폭기(PA: Power Amplifier)가 주 로 사용되었다. 최근 이를 대체 가능한 능동형 위상 배열 레이더가 연구되고 있으며, 이는 다수의 송수 신 모듈(transmit receive module)로 구성되며, 이의 소 형화를 위하여 반도체 소자를 이용한 전력증폭기에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다. 특히 최근 출현 한 GaN HEMT(High Electron Mobility Transistor)는 기존의 LDMOS 소자보다 주파수 특성이 우수하고, GaAs보다 전력 특성이 우수하여, X-대역의 레이더 시스템에 적용하기에 적합한 소자로 기대되며, 이를 이용한 고출력 전력증폭기의 개발이 활발히 이루어 지고 있다. 그러나 국내에서는 50～200 W의 높은 출 력 전력을 얻기 위해서 내부 정합된 전력증폭기 (internally matched PA)를 이용하고 있다. X-대역에서 GaN HEMT bare chip을 기반으로 한 전력증폭기의 설계 관련 논문은 아직까지 소수에 불과하며, 그 출 력 전력은 10 W의 수준에 있는 실정이다[1]～[6].
전력증폭기 설계에bare chip을 사용할 경우, 소자 는 주로 비선형 영역에서 동작하게 되어, 비선형 영 역에서의 특성 규명이 필요하다. 로드-풀(load-pull) 측정은 전력 및 효율특성, 최적 전력 정합 임피던스 등 비선형 영역에서 동작하는 소자의 특성 규명(cha- racterization)을 제공하며, 이는 RF 전력증폭기의 설 계에 광범위하게 사용되고 있다. 그러나 능동 소자 의 출력 전력이 커질수록 이의 최적 임피던스는 1 Ω 수준으로 작아져, 이를 기존의 로드-풀 시스템으 로 측정하기 어렵게 된다. 최근에는 이를 극복하는 방법이 이슈가 되어, 사전-정합 회로를 이용한 방법 이나 능동 로드-풀 시스템이 연구되고 있다[7]. 로드- 풀은 소자의 비선형 모델을 통한 소프트웨어적으로 로드-풀 시뮬레이션 방법이 있으나, 비선형 모델이 없거나 정확도가 불분명할 경우, 소자를 직접 로드- 풀 측정하게 된다. 로드-풀 측정은 소자의 입․출력 에 임피던스 튜너(tuner)를 각각 위치시키고, 최대 출 력이 나타낼 때까지 임피던스를 조정하여 최적 임피 던스를 얻는 것으로, 수동 임피던스 튜너[3],[8]를 사용 하는 방법부터 자동 임피던스 튜너 시스템[9]을 이용 한 방법으로 발전되어 왔다. 수동 임피던스 튜너를
그림 1. TriQuint사의 GaN HEMT chip TGF2023-10 형상
Fig. 1. GaN HEMT chip TGF2023-10 of TriQuint.
이용한 로드-풀 측정은 측정 구성이 비교적 간단하 고, 저렴한 장점이 있으나 상당한 반복 측정을 요구 하기 때문에 측정 시간이 길어지는 단점이 있다. 자 동 임피던스 튜너 시스템은 컴퓨터를 통하여 임피던 스 튜너의 임피던스를 제어할 수 있기 때문에, 측정 시간을 단축시킬 수 있으며, 컴퓨터와 연결된 장비 로부터 자동으로 측정 결과를 얻을 수 있다.
본 논문에서는 X-대역에서 펄스 구동 고출력 전 력증폭기 설계를 위하여GaN HEMT bare chip을 선 정하고, 자동 임피던스 튜너 시스템을 이용한 사전- 정합 로드-풀과 사전-정합 회로의 1-포트 측정을 통 해 소자의 최적 전력 정합 임피던스를 도출하는 과 정을 보였다. 그리고 도출된 임피던스를 바탕으로 전력증폭기의 정합 회로 설계와 제작 및 측정에 관 한 내용을 기술하였다.
Ⅱ. 전력증폭기 소자 및 로드-풀 측정
2-1 전력증폭기 소자
GaN 기반의 반도체 소자는 GaN의 wide band-gap 특성으로 인해, 높은 항복 전압을 갖고, 또한 GaN의 높은 열전도도 특성으로 방열 문제에서 유리한 점을 제공하고 있다. 그러나 전자 이동도는 기존 GaAs 기 반의 반도체 소자보다 다소 떨어져, 이를 극복하기 위해GaN HEMT 소자가 널리 공급되고 있다[10]. 그 림1은 본 논문에 사용된 chip형 GaN HEMT의 형상 을 보인다. 선정된 GaN 소자는 TriQuint사의 TGF- 2023-10[11]이며, 게이트 길이는 0.25 um, 폭은 10 mm 이며, 소스 단자는 접지면인 밑면과 연결되어 있고, 윗면에는 게이트 및 드레인 단자가 나타나 있다.
표1에 보인 TGF2023-10의 특성은 10 GHz, 28 V 드레인 전압에서 전력 정합된 상태에서의 요약된 성
표 1 . TGF2023-10의 성능
Table 1. Performances of TGF2023-10.
제품(모델명) TGF2023-10
Frequency 10 GHz
DC bias
V
d=28～32 V, Vg=—3.6 VPAE(max.) 47 %
Technology 0.25 um Power GaN on SiC Power sat. 45.8 dBm(38 W) @ 10 GHz Power_gain (@Pout_max) 8.9 dB @ 10 GHz
I
dq(RF 무입력시 전류) 1 AI
drive(RF 입력시 전류) 3 AChip dimension 0.82×2.48×0.10 mm3
능이며, 무입력시 드레인 전류 1 A에서 약 38 W의 출력을 제공한다. 그러나 데이터시트에 나타난 바에 의하면 이 소자는DC～18 GHz의 주파수 범위, 28～
35 V의 드레인 전압에서 사용이 가능하다. 본 논문 에서 설정한 드레인 전압은 전력증폭기가 적용될 시 스템을 고려하여30 V로 설정하였으며, 비선형 영역 에서의 실제 소자 특성을 평가하고, 또한 최적의 임 피던스를 얻기 위하여 로드-풀 측정하였다.
실험을 통한 전력소자의 특성 추출을 위하여 우 선 전력소자의 패키징이 이루어져야 한다. 전력 소 자의 패키징 없이 온-웨이퍼 프로브를 이용하여 시 험 및 특성 확인이 가능하나, 본 연구에서 선정된 소 자는 소모 전류가 커 프로브의 손상이 충분히 발생 할 수 있다. 따라서 본 연구에서는 PCB 환경에서 측 정 및 검증할 수 있도록 전력소자를 패키징하였다.
그림2(a)는 측정을 위해 구성된 시험치구(test jig) 의 형상을 보인다. 소자가 패키지된 리드-프레임 (lead-frame)과 커넥터, 이들을 연결하는 50 Ohm 전 송선이 구현된 PCB로 구성되어 있다. 이때 PCB는 Taconic사의 TLX-9로 두께는 31 mil의 기판을 사용 하였다. 그림 2(b)는 리드-프레임 내부에 전력소자가 패키지된 확대사진을 보이며, 이때 패키지된 리드- 프레임은Stratedge사의 C580274C[12]이다. 여기서 소 자와 리드-프레임를 연결하기 위한 알루미나 기판이 삽입되었다. 삽입된 알루미나 기판은 유전율은 9.9, 두께는 10 mil로 ATC사의 박막 공정[13]으로 제작되 었다. 패턴의 치수는 RF 입력시 전류 3 A에서 파손 되지 않도록fusing 전류 및 소자와의 연결을 고려하
(a)
(b) (c)
그림 2. (a) 측정을 위한 시험치구, (b) 소자 부분 확 대 사진, (c) 온-웨이퍼를 이용한 임피던스 측 정 기준용 회로
Fig. 2. (a) Test jig for measurement, (b) A magnified photograph for chip assembly, (c) Circuit st- andard for impedance measurement using on- wafer probe.
여 결정하였으며, 이때 패턴의 특성 임피던스와 전 기각은 각각 12.5 Ω과 57.8°를 갖는다. 그림 2(c)는 온-웨이퍼 프로브를 이용하여 소자 기준면에서 측정 을 위한 회로 구성을 보였다.
2-2 사전-정합 회로 설계
그림2(a)의 시험치구를, 회로망 분석기로 패키지 면까지 TRL calibration하여 측정 기준선을 정의한 후, 무입력시의 전류가 나타나도록 바이어스를 인가 한 상태에서 소신호S-파라미터를 측정하였다. 이로 부터 얻어진 이득 정합 입․출력 임피던스
,
를 그림3(a)에 보였다. 이때
,
는 패지키 기준 선에서 정의된 임피던스이며, 반사 계수 크기가 1에 가까운 영역에 위치하였다. 전력 정합 임피던스가 미지의 상태에 있어, 로드풀 측정시 그림 3(a)의 최 대 이득 정합 임피던스를 도출하고자 하는 기준 임 피던스로 선정할 경우, 이러한 임피던스를 측정하기(a)
(b)
(c)
그림 3. 사전-정합 회로 (a) 개념, (b) 시험치구, (c) 치수
Fig. 3. (a) Concept of pre-match circuit, (b) The test jig composed pre-match circuits, (c) Dimensi- ons of pre-match circuits.
위하여 높은 반사 계수까지 조정 가능한 임피던스 튜너가 필요하다. 그러나 본 연구에서 사용한 임피 던스 튜너는 측정 주파수에서 손실로 인하여 그림 3(a)와 같이 임피던스 궤적이 반사 계수가 0.8인 영 역으로 제한되었다. 이 경우, 소자의 반사 계수가 큰 경우 정확한 임피던스를 얻을 수 없고, 임피던스 궤 적 외곽에 나타나게 된다. 따라서 본 연구에서는 사 전-정합 방법을 사용하여 그림 3(a)에 보인 화살표와
같이 임피던스를 궤적의 중심에 위치시켜 로드-풀 측정이 가능하도록 하였다. 사전-정합을 위하여
,
와50 Ω을 정합시키는 각각의 입출력 정합 회로 를 그림3(b)에 보인 바와 같이 PCB에 구현하였다.PCB에 구현된 사전-정합 회로는 2단의 임피던스 변 환기 구조를 사용하였으며, 설계 치수를 그림 3(c)에 나타내었다. 이렇게 사전-정합 회로가 구현된 PCB 는 그림2(a)의 50 Ω 선로 PCB와 동일한 외곽 크기 를 가지며, 그림 3(b)와 같이 그림 2(a)의 시험치구에 서 50 Ω 전송선이 구현된 PCB를 대체하였다.
2-3 로드-풀 측정
그림4에 로드-풀 측정 구성을 보였다. 본 연구에 서는 자동 임피던스 튜너 시스템을 적용하였으며, 동축선으로 구성된 튜너를 소자의 입․출력에 두고 컨트롤러를 통해 튜너의 임피던스를 컴퓨터를 통해 제어하게 된다. 이때 신호발생기, 전력측정기, 스펙 트럼 분석기는 컴퓨터로 자동 계측되어, 측정치를 기록하게 된다. 최종적으로 소자의 임피던스에 따른 최대 전력 및 최대 이득 특성을 스미스 차트에서 등 고선 형태로 확인할 수 있고, 선정된 임피던스에 대 한 입력 전력 대 출력 전력 특성의 확인이 가능하다.
이때 사용된 임피던스 튜너 및 컨트롤러, 소프트웨 어는 Maury사의 제품을 사용하였다[14],[15]. 그림 3(b) 와 같이 구성된 시험치구를 그림 4의 측정 구성과 같이 결선하였다. 이때, 신호발생기는 사용된 소자 를 구동할 만큼 큰 전력을 제공하지 못하기 때문에, 충분한 전력을 공급하기 위하여 구동증폭기를 사용 하였다. 사용된 구동증폭기는 약 43 dBm의 출력을 공급할 수 있으며, 유텔사에서 제작된 것이다. 전력 증폭기에 공급되는 전력은 입력단의 방향성 결합기 의 출력을 측정함으로써 알 수 있으며, 출력은 전력 측정기를 사용하여 측정된다. 일부 출력은 방향성 결합기로 얻어내어 스펙트럼 분석기로 측정하였다.
이와 같이 스펙트럼 분석기를 사용하는 것은 출력에 서의 고조파의 크기 및 원치 않는 발진 여부를 조사 하기 위한 것이다.
그림 4의 로드-풀 측정 구성으로 얻어낸 전력 정 합 임피던스
′,
′는 임피던스 튜너 면에서 정의 된다. 사전-정합 회로로 구성된 시험치구를 로드-풀그림 4. 로드-풀 측정 시스템 Fig. 4. Load-pull measurement system.
표 2 . 사전-정합된 TGF2023-10의 로드-풀 결과 Table 2. The measured load-pull result of pre-matched
TGF2023-10.
측정 주파수 9.5 GHz
′ 55 + j80.87 Ω
′ 40.3 + j14.51 Ω포화 전력 44.2 dBm
최대 출력에서 전력 이득 8 dB
측정하여 얻어진 최적 임피던스
′,
′와 이때의 전력 특성을 표 2에 정리하였다. 여기서 소신호 임 피던스에서 사전-정합 회로를 설계하였기 때문에
′,
′이50 Ohm과 차이가 발생하였으나, 튜너 임 피던스 궤적 내에서 충분히 얻을 수 있는 임피던스 를 보인다. 전력 특성은 fixture의 손실을 감안하면 표1과 비슷한 수준의 성능을 얻은 것으로 사료된다.2-4 Fixture 디-임베딩
전력증폭기의 설계를 위하여 로드-풀 측정면에서 얻은 임피던스
′,
′를 소자 입․출력 면에서의 임피던스
,
를 얻기 위해서fixture의 디-임베딩 과정이 필요하다.그림 4에 보인 바와 같이 시험치구의 입․출력 fixture는 임피던스 튜너와 측정 소자 사이에 추가된 내부 회로로써, 측정 기준면까지 추가된 전송선을
의미한다. 따라서 소자 입․출력 앞에서 최적 전력 정합 임피던스
,
는 임피던스 튜너 앞에서 얻 은 임피던스
′,
′를 소프트웨어로 입․출력 fixture에 대한 2-포트 S-파라미터
,
를 디-임베딩 하여 얻을 수 있게 된다. 그림 3(b)의 시험치구에서 fixture는 본딩 리본, 알루미나 기판 및 리드-프레임 의 전송선, 사전-정합 회로, 커넥터로, 입력과 출력에 각각 존재한다.주목할 것은 이 fixture의 2-포트 S-파라미터를 실 험적으로 추출하는 방법이다. Fixture의 한쪽 포트는 커넥터로 이루어져 있으나, 다른 한쪽 포트는 커넥 터를 부착할 수 없고, 또한 그림 2(c)에 보인 바와 같 이 온-웨이퍼 프로빙을 이용한 측정포트를 구현하여 도, 포트 형태가 다르기 때문에 calibration이 불가능 하다.
본 논문에서는 그림 5(a)와 같이 open, short, load 의calibration 키트를 이용하여, 1-포트 측정을 통해 2-포트 S-파라미터를 도출하는 방법을 사용하였다.
온-웨이퍼 측정시 회로망 분석기의 포트 extension기 능을 사용하여 측정 기준면을 그림5(a)의 A로 소자 입․출력 면과 같게 설정하였다.
그림 5(b)는 그림 5(a)의 1-포트 측정의 블록도를 나타내며, fixture를 미지의 S-파라미터 회로망으로 두면, 출력 반사 계수와 입력 반사 계수의 관계는 식 (1)과 같이 정의된다.
(a) 사진 (a) Photograph
(b) 블록도 (b) Block-diagram
그림 5. Fixture의 1-포트 측정 Fig. 5. 1-port measurement.
(1) 이때, fixture가 수동소자이기 때문에
로 두면, 얻고자 하는 미지수는
,
,
로 3개가 된다. 여기서, 는open, short, load 3가지의 경우, 각각의 반사 계수를 알고 있기 때문에, 방정식은 3 개가 되어,
,
,
에 대한 모든 해를 구할 수 있게 된다.따라서 커넥터에 calibration 키트 중 load를 연결 하게 되면 식(2)와 같이 쓸 수 있게 되는데,
는0이 되어 Probe에서 들여다 본 반사 계수
는
과 같게 된다.
(2) 또한, open을 측정할 경우, Probe에서 들여다 본 임피던스는 식(3)과 같이 정리가 가능하며, 마찬가지로 short를 측정할 경우, Probe에서 들여다 본 임피던스 는 식(4)와 같이 정리가 가능 하다.
(3)
Γ in
-short- S11=
S
221Γ L-short
1- S22Γ L
-short (4) 여기서
이므로 식 (4)에 이를 대 입한 후, 식 (3)으로 나누면 식 (5)와 같이 정리되며,
를 얻을 수 있다.
(5) 마지막으로
는 식(5)에서 얻어진
를 식(3) 에 대입하여 얻을 수 있게 된다. 여기서
의 해는 두 가지를 얻게 되는데, fixture의 위상은 대략적으로 알 수 있기 때문에, 위상을 비교하여 정확한 해를 선 택할 수 있다. 이로써 fixture의 2-포트 S-파라미터를 모두 추출하였으며, 추출된 S-파라미터와 fixture를 Ansoft사의 HFSS로 시뮬레이션한 결과와 비교하였 을 때, 서로 근사한 결과를 얻었으며, 이 방법이 타 당함을 확인하였다.입출력fixture의 S-파라미터
,
를 임피던스 튜 너 앞에서 얻은
′,
′에서 Agilent사의 ADS(Ad- vanced Design System)를 이용하여 디-임베딩하여 소 자 기준면에서 최적 전력 정합 임피던스
,
를 도출하였다. 도출된
,
와 소자의 데이터시트로 부터 얻어진
,
를 표3에 비교하였다. 본 논문에서는 그림4와 같이
,
의 기준방향을 정 의하였으므로, 칩을 들여다본 임피던스는 표 3의 임 피던스의 켤레가 된다. 데이터시트에서는 전력 조정 시, 주파수에 따른 출력측 병렬 저항
와 병렬 커 패시턴스
를 제공하고 있으며, 다소 주파수의 차 이는 있지만 10 GHz에서 값(
61.5 mm,
=0.426 pFmm)으로부터
를 도출하였다.
는
와 모델의 S-파라미터를 식 (1)에 대입하여 도출하였다. 표 3에 보인 바와 같이, 실험으로 도출 된 임피던스와 자료로부터 도출된 임피던스는 거의 동일한 수준으로 나타나는 것을 확인할 수 있으며, 본 연구에서 수행한 로드-풀 측정의 타당성을 확인 하였다. 약간의 오차 발생은 본딩 리본의 차이 및 약 간의 주파수의 차이에 의한 것으로 사료된다.표 3 . 도출된 입․출력 임피던스
Table 3. The extracted input․output impedance.
0.82 + j 0.37 Ω
1.85 + j 2.9 Ω
0.62 + j 0.38 Ω
1.78 + j 2.8 Ω(a) (b)
(c)
그림 6. (a) 본딩 리본 시뮬레이션, (b) 정합 회로 설 계 개념도, (c) 정합 과정에 따른 임피던스 Fig. 6. (a) Simulation of bond ribbon, (b) Concept of
matching circuit design, (c) Impedance at each matching step.
Ⅲ. 전력증폭기 모듈 설계
3-1 입․출력 정합 회로 설계
표3에 도출된 입․출력 임피던스를 기준으로 정 합 회로를 설계한다. 정합 회로에 사용된 기판은 소 형화를 위하여ATC사의 박막 공정[13]을 이용하였다. 이 때 사용된 기판은 알루미나로 유전율은9.9, 두께 는5 mil로 하였다. 이때 기판의 두께는 소자의 높이 를 고려하여 결정하였다. Fusing current를 고려하여 ATC사의 제공하는 Cu 층를 삽입한 고전력용 도체 가공법을 선택하였고, 500 u"의 도체 두께로 설계하
였다. 정합 회로의 설계는 우선 그림 6(a)와 같이 본 딩 리본에 대해HFSS를 이용하여 해석한 후, 해석된 S-파라미터 데이터를 그림 6(b)와 같이 정합 회로 설 계에 반영한다. 본딩을 위한 도체 패드 크기는 3 mm 의 폭을 가지며, 이 폭은 설계 주파수에서 4.5 Ω의 작은 특성 임피던스를 갖는다. 표 3에 나타난 바와 같이 소자의 전력 정합 임피던스가 매우 작은 경우 에 정합 회로의 설계는 매우 까다로워진다. 본 연구 에서는 그림6(b)와 같이 임피던스를 병렬로 4-분할 하여 임피던스를 높이고, 임피던스 트랜스포머 형태 의 정합 회로를2단으로 조합하여 설계하였다. 임피 던스의 정합 과정을 그림 6(c)에 보였다. 우선 소자 의 출력 임피던스
에서 본딩 리본을 통과한 임피던스를
이라 하면, 4-분할된 첫째 단에서의 임피던스는4 ×
이 된다. 이 임피던스가 첫째 단을 통과한 후의 임피던스를
라 하고, 이 임피던 스가 순수 저항 값이 보이도록 첫째단의 특성 임피 던스와 전기각을 결정한다.
가 병렬 합성되어, 최종적으로
2가 둘째 단을 통과한 후
, 100 Ω이 되도록 임피던스 변환을 한다. 결국
가 병 렬로 합성되므로
2, 50 Ohm에 정합된다. 입력 정합 회로에 대해서도 같은 방법을 사용하여 설계하 였다. 이와 같은 과정으로 정합 회로의 초기 값을 도 출하였다. 표 4에 입․출력 정합 회로의 임피던스,표 4 . 정합 회로의 임피던스, 전기각 및 초기 치수 Table 4. Impedances, electrical length and initial value
of matching circuit.
구분 입력 정합 회로
=0.82 — j0.37 Ω출력 정합 회로
=1.85 — j2.9 Ω
0.77 + j2.62 Ω 1.64 + j0.09 Ω
200 Ω 200 Ω
100 Ω 100 Ω
, 22.5 Ω, 64.7° 36.2 Ω, 89.4°
, 100 Ω, 90° 100 Ω, 90°
456 220
2,068 2,987
13 13
3,348 3,348 전기각 및 도출된 초기치수를 보였다. 4-분할된 첫째 단의 전송선 임피던스는 분할하지 않았을 경우의 임 피던스보다 큰 임피던스를 갖게 됨을 알 수 있다.
3-2 EM-Simulation을 통한 정합 회로 설계 그림 7(a)에 설계된 입․출력 정합 회로와 carrier 의 도면을 함께 보였다. 입․출력 정합 회로는 7×4.8 mm2의 크기로 설계되었으며, carrier는 CuW 재질이 며, 1 mm의 두께로 설계되었다. 그림 7(b)와 그림 7 (c)에는 EM-simulation을 위한 입․출력 정합 회로 pattern을 보였다. 각각의 정합 회로에서 포트 1은 소
(a)
(b)
(c)
그림 7. (a) 정합 회로 및 carrier 도면, (b) 입력 정합 회로 pattern, (c) 출력 정합 회로 pattern Fig. 7. (a) Layout of matching circuit and carrier, (b)
A pattern of input circuit, (c) A pattern of output circuit.
자 방향이며, 포트 2는 50 Ω 출력 포트로 설정하였 다. 소자와 리본이 연결이 가능하도록 포트 1에서의 면적을 확보하였으며, 리본은 HFSS로 해석하기 때 문에 해석 기준 선에offset을 두었다. 이와 같이 설 정하고, 앞서 도출한 정합 회로의 초기 값으로부터 ADS의 EM co-simulation을 이용하여 최적화 과정을 수행하였다. EM co-simulation은 정합 회로를 구성하 는 도체 pattern의 각각의 치수에 변수를 지정하여 자동으로 최적화가 가능케 하여 설계의 편의성을 높 일 수 있다. 정합 회로의 크기를 작게 하기 위하여 도체 패턴의 길이
와fusing current를 고려하여 도 체 패턴의 폭
를 조정하였으며, 임피던스 정합이 되도록
,
을 조정하여 최적화 과정을 수행하였 다. 최적화 과정을 통해 패턴 입․출력 정합 회로의(a)
(b)
그림 8. (a) 입․출력 정합 결과, (b) 전력 특성 simu- lation 결과
Fig. 8. (a) The results of input and output matching,
(b) The simulated result of power characte-
ristic.
물리적 치수를 결정하였으며, 그림 7(b)와 그림 7(c) 에는 입․출력 정합 회로 설계 치수를 보였다.
그림8(a)에 최적화된 입․출력 정합 결과를 보였 다. 이 결과는 리본 simulation을 반영한 결과이며, 표 3의 입․출력 임피던스에 근접하게 정합되었음을 알 수 있다. 그림 8(b)에는 소자의 대신호 모델을 이 용하여 입력 및 출력에, 각각 설계된 정합 회로를 연 결한 상태에서 simulation된 전력 특성 결과를 보였 다. 소신호 이득은 10.3 dB, P1dB는 47.5 dBm으로 나 타남에 따라 정합 회로의 설계가 잘 이루어졌음을 알 수 있다.
Ⅳ. 제작 및 측정 결과
4-1 입․출력 정합 회로 측정
그림 9(a), (b)에는 제작된 정합 회로가 설계값과 동일한 임피던스를 보이는지 확인하기 위해 조립된 입․출력 정합 회로를 보였다. 리본을 포함한 상태 에서wafer probe로 측정이 가능하게 하기 위한 측정 용 기판을 가공하였다. 그림 9(a), (b)와 같이 CuW carrier에 Au/Sn을 사용하여 정합 회로 및 측정용 기
(a) (b)
(c)
그림 9. (a) 조립된 입력 정합 회로, (b) 조립된 출력 정합 회로, (c) 측정 결과
Fig. 9. (a) The input matching circuit assembly, (b) The output matching circuit assembly, (c) The measured result.
그림 10. 제작된 전력증폭기 모듈 사진
Fig. 10. A photograph of power amplifier module.
판을 부착한 후 리본 본딩하였다. 회로망 분석기의 port extension 기능을 이용하여 측정 기준선을 소자 면과 같은 A로 설정한 후 wafer probe를 이용하여 2-port S-파라미터를 측정하였다. 그림 9(c)에 정합 회로의 측정 결과를 도시하였다. 입력 및 출력 정합 회로의 임피던스가 최적 임피던스에 근접하게 정합 되었음을 알 수 있으며, 설계의 타당성을 확인할 수 있다.
4-2 전력증폭기 모듈 제작
그림10에는 제작된 전력증폭기의 사진을 보였다.
조립시 본딩 와이어는 3 mil 리본을 사용하였으며, carrier에 부착되는 GaN HEMT 및 기판은 Au/Sn을 사용하여 부착하였다. GaN HEMT의 경우 접착방법 에 민감하여wetting이 충분히 일어나도록 온도를 설 정한 후 부착하였다. 알루미나 기판과 SMA 커넥터 는 Tensolite사의 50 Ω feedthru로 연결하였다. 이때 알루미나 기판과50 Ω feedthru는 리본을 wrapping하 여 조립하였다. 캐리어와 치구 사이에 전도성 ther- mal grease를 사용하여 열 방출 효과를 높였다. 시험 치구에는 방열판에 조립하기 위하여 나사 홀을 가공 하였다.
4-3 전력증폭기 측정
그림11에는 제작된 전력증폭기를 측정하기 위한 장비 구축 개념도를 보였다. 펄스 발생기에서 RF 펄 스와 드레인 펄스 조건을 설정하고, 각각 신호발생 기와 펄스드라이버에 펄스를 인가하였다. 이때 펄스
그림 11. 전력증폭기 특성을 측정하기 위한 장비 구 축 개념도
Fig. 11. A setup schematic for characteristics measure- ment of power amplifier.
(a)
(b)
그림 12. (a) 주파수 9 GHz, 9.5 GHz에서의 전력 및 효율 특성, (b) 입력 전력 38 dBm에서의 전력 및 효율 특성
Fig. 12. (a) Power and efficiency characteristic at 9 GHz and 9.5 GHz, (b) Power and efficiency characteristic at 38 dBm input.
duty는 10 %이며, 드레인 펄스폭은 10.3 usec로 RF 펄스폭10 usec보다 넓게 설정하였다. 드레인 펄스 전
표 5 . 전력증폭기 모듈 성능
Table 5. Performances of power amplifier module.
구분 단위 값
Frequency GHz 9 9.5
P
out_maxdBm 46.7 46.3
W 46.8 42.7
P
in dBm 38 38Power_gain (@Pout_max) dB 8.7 8.3 Small_sig. gain dB 14.3 14
P
1dB dBm 40.3 39P
3dB dBm 45.6 45.2I
drive mA 375 330PAE(max.) % 35.5 35.7
I
dq mA 100Bias V
V
d=30, Vg=—3.39압과 게이트 전압은 바이어스티를 통해 전력증폭기 에 인가되며, 전력증폭기 출력은 감쇄기를 통과시킨 후 전력측정기로 계측하였다.
그림 12에는 제작된 전력증폭기의 전력 및 효율 측정 결과를 보였다. 그림 12(a)에 주파수 9 GHz, 9.5 GHz에서의 입력 전력 대 출력 전력 및 효율을, 그림 12(b)에 입력 전력 38 dBm에서의 주파수 대 전력 및 효율 특성을 보였다. 이 결과는 케이블, 커넥터, 바이 어스티, 감쇄기의 손실이 반영되었다. 9.5 GHz에서 출력은46.3 dBm이며, 최대 약 35 % 이상의 효율을 갖는 것을 알 수 있으며, 9～9.5 GHz 내 출력 전력은 약46.5 ± 0.3 dBm, 효율은 약 35.5 ± 1 %를 보였다.
측정된 전력증폭기의 특성을 표5에 정리하였다.
RF 무입력시 전류는 10 % duty의 펄스 조건을 반영 하면100 mA가 되며, 게이트 전압을 조정하여 설정 하였다. 설계된 정합 회로가 9.5 GHz 보다 낮은 주파 수에서 정합됨에 따라9 GHz에서의 특성이 우수한 것으로 나타나나, 본딩 리본의 오차와 소자의 특성이 칩마다 차이가 있는 점에서 기인된 것으로 사료된다.
Ⅴ. 결 론
본 논문에서는X-대역에서 GaN HEMT 소자의 로 드-풀 측정을 통한 40 W급 전력증폭기 모듈의 설계, 제작을 보였다. 전력증폭기 설계를 위하여 TriQuint
사의 50 W급 TGF2023-10 GaN HEMT 소자를 선정 하였다. 선정된 소자의 최적 임피던스 도출 및 전력 특성 평가를 위하여Maury사의 자동 로드-풀 시스템 을 이용하였다. 로드-풀 측정 시스템은 임피던스 튜 너의 임피던스 범위가 제한되어 사전-정합 회로를 이용하여 선정된 소자의 최적 임피던스를 도출하였 다. 측정을 위하여, 선정된 소자는 Stratedge사의 lead- frame에 패키징한 후, 50 Ω 전송선이 구현된 PCB와 함께 시험치구에 조립하였다. TRL(Thru Reflect Line) calibration 후, 시험치구의 소신호 S-파라미터를 측정 하고, 이를 기준으로 임피던스 변환기 형태의 사전- 정합 회로를 설계하였다. 시험치구의 50 Ω 전송선 PCB를 제거하고, 사전-정합 회로가 구현된 PCB를 시험치구에 조립하였다. 사전-정합 회로가 포함된 시험치구를 로드-풀 측정하였다. 로드-풀 측정 기준 면으로부터 소자의 최적 임피던스를 도출하기 위하 여 사전-정합 회로가 포함된 fixture의 2-포트 S-파라 미터가 필요하다. 사전-정합 회로가 포함된 fixture는 포트 형태가 다르기 때문에 이것의2-포트 S-파라미 터를 직접 추출하기 어렵다. 이를 해결하기 위하여 새로운 1-포트 측정 방법을 제안하였다. 이를 통해 얻어진 fixture의 2-포트 S-파라미터를 디-임베딩(de- embedding)하여 소자의 최적 임피던스를 추출하였 다. 추출된 임피던스는 데이터시트의 임피던스와 근 접한 결과를 보이며, 측정 방법의 타당성을 확인하 였다. 도출된 최적 임피던스를 바탕으로 정합 회로 를 설계하였다. 정합 회로는 1 Ω 수준의 작은 임피 던스를 얻기 위하여 임피던스 변환기의 병렬 합성 구조를 사용하였으며, 이때 HFSS를 이용한 리본 simulation 결과를 포함하였다. 최종적으로 EM co-시 뮬레이션을 통한 최적화 과정을 거처 설계치수가 결 정되었다. 설계된 정합 회로는 박막 공정으로 제작 하여 정확도를 높였으며, 정합 회로의 측정치와 설 계치의 비교를 통하여 설계의 타당성을 검증하였다.
제작된 입․출력 정합 회로를 소자와 함께CuW ca- rrier에 조립하여 전력증폭기를 제작하였다. 제작된 전력증폭기는15×17.8 mm2으로 소형의 크기를 가지 며, 10 usec의 펄스 폭, 10 % duty의 펄스 입력 및 드 레인 스위칭 상태에서, 출력은 46.7～46.3 dBm, 전력 이득은8.7～8.3 dB, 효율은 약 35 %의 특성을 보인 다. 제작된 전력증폭기는 바이어스 회로를 구성하여
레이더의 송수신 모듈에 사용될 수 있을 것으로 사 료된다.
참 고 문 헌
[1] 김민수, 이춘성, 이상록, 이영철, "X-대역 펄스압 축 Solid State Radar를 위한 200W SSPA 개발", 대한전자공학회지, 46(12), pp. 22-29, 2009년 12 월.
[2] 정민길, 나형기, "레이더용 X-대역 63 watt pulsed SSPA 개발", 한국전자파학회논문지, 22(3), pp. 380- 388, 2011년 3월.
[3] 신석우, 김형종, 최길웅, 최진주, 임병옥, 이복형,
"X-대역 GaN HEMT Bare-Chip 펄스-전압 펄스- RF 수동 로드-풀 측정", 한국ITS학회논문지, 10 (1), pp. 42-48, 2011년 2월.
[4] Y. Yamashita, T. Nakata, T. Kumamoto, R. Suzuki, and M. Tanabe, "X-band GaN HEMT advanced po- wer amplifier unit for compact active phased array antennas", ICCAS-SICE, pp. 3047-3050, 2009.
[5] K. Kanto, A. Satomi, Y. Asahi, Y. Kashiwabara, K.
Matsushita, and K. Takagi, "An X-band 250W so- lid-state power amplifier using GaN power HE- MTs", Radio and Wireless Symposium, pp. 77-80, 2008.
[6] M. Casto, M. Lampenfeld, J. Pengcheng, P. Cour- tney, S. Behan, P. Daughenbaugh, and R. Worley,
"100 W X-band GaN SSPA for medium power TWTA replacement", Wireless and Microwave Te- chnology Conference, pp. 1-4, 2011.
[7] M. S. Hashmi, F. M. Ghannouchi, P. J. Tasker, and K. Rawat, "High reflective load-pull", Microwave Ma- gazine, vol. 12, pp. 96-107, Jun. 2011.
[8] 정해창, 오현석, 허윤성, 염경환, 김경민, "Wi- MAX 대역 GaN HEMT 4 W 소형 전력증폭기 모 듈 설계", 한국전자파학회논문지, 22(2), pp. 162- 172, 2011년 2월.
[9] G. Simpson, R. Pollard, "Automated microwave tu- ner system simplifies transistor characterization", AR- FTG Conference, vol. 11, pp. 66-89, 1987.
[10] U. K. Mishra, P. Parikh, and Wu Yi-Feng, "Al-
GaN/ GaN HEMTs-an overview of device opera- tion and applications", Proc. of IEEE, vol. 90. no.
6, pp. 1022-1031, Jun. 2002.
[11] TGF2023-10, "50 watt discrete power GaN on SiC HEMT", TriQuint Semiconductor, Available: http://
triquint.com/
[12] C580274C, Leaded Power Amplifier Package, Stra- tedge, Available: http://stratedge.com/
[13] Design Guidelines, "ATC custom thin film pro- ducts", American Technical Ceramics, Available:
http://atceramics.com/
[14] MT982EU30, "7 mm automated tuners", Maury Mi- crowave, Available: http://maurymw.com/
[15] Operating Manual, "Automated tuner system", Ma- ury Microwave, Available: http://maurymw.com/
정 해 창
2008년 2월: 충남대학교 전자전파 정보통신전공(공학사)
2010년 2월: 충남대학교 전파공학 전공(공학석사)
2010년 2월～현재: 충남대학교 전 파공학전공 박사과정
[주 관심분야] 초고주파 능동 회로 및 시스템 설계
오 현 석
2005년 2월: 충남대학교 전파공학 과(공학사)
2007년 2월: 충남대학교 전파공학 과(공학석사)
2011년 8월: 충남대학교 전파공학 과(공학박사)
2011년 9월:～현재: 충남대학교 전 파전기공학연구소 객원연구원
[주 관심분야] 마이크로파 회로 설계
염 경 환
1976년～1980년: 서울대학교 전자 공학과(공학사)
1980년～1982년: 한국과학기술원 전 기 및 전자과(공학석사)
1982년～1988년: 한국과학기술원 전 기 및 전자과(공학박사)
1988년 3월: 금성전기(주) 소재부품 연구소 선임연구원(MIC팀 팀장)
1990년 3월: 금성전기(주) 소재부품연구소 책임연구원 1991년 5월: 금성정밀(주) 기술연구소 연구1실 책임연구원 1991년 8월: (주) LTI
1995년 10월～현재: 충남대학교 전파공학과 교수 [주 관심분야] 초고주파 능동회로 및 시스템, MMIC 설계
진 형 석
2000년 8월: 광운대학교 전파공학 전공(공학석사)
2000년 8월～현재: LIG넥스원 ISR 연구센터 수석연구원
[주 관심분야] 초고주파 능동 회로 및 송수신기 설계/ 능동 위상 배 열레이더 시스템
박 종 설
1990년 2월: 단국대학교 전자공학 과(공학석사)
1991년～1997년: (주)기륭전자 연구 소 선임연구원
1997년～2000년: (주)케이엠더블유 연구소 선임
2000년～현재: (주)유텔연구소 소장 [주 관심분야] 정보통신, 군전자전, 레이다
장 호 기
1998년 2월: 동양공업전문대학 전 자과(공학사)
1998년∼2001년: (주)케이엠더블유 연구소 연구원
2001년∼현재: (주)유텔연구소 책임 연구원
[주 관심분야] 초고주파 능동 회로 및RF 통신
김 보 균
2011년 2월: 순천향대학교 전기통 신전공(공학사)
2011년∼현재: (주)유텔연구소 연구 원
[주 관심분야] 초고주파 능동 회로 및RF 통신
