논문 2014-51-9-1
LTE 시스템에서 초기 셀 탐색을 위한 부분 상관값 기반 PSS 검출 방식에 관한 고찰
( A Study on Partial Correlation based PSS Detection Schemes for Initial Cell Search in LTE Systems )
주 정 석**
( Jung Suk Joo
ⓒ)
요 약
LTE 시스템의 하향링크 동기 신호는 PSS (primary synchronization signal)과 SSS (secondary synchronization signal)로 나눠져 있으며, 미리 정해져 있는 3 개의 신호 중 하나가 전송되는 PSS 신호를 먼저 찾은 다음 SSS 신호를 검출하게 된다.
본 논문에서는 부분 상관값 계산 구간의 길이가 다른 검출기들을 동시에 사용하는 PSS 검출 방식을 제안한다. 우선 구간별 부분 상관값을 다시 활용함으로써 여러 개의 검출기를 동시에 사용함에 따른 계산량의 증가를 최소화한다. 또한, 동시에 사용 된 검출기들의 결과 값 중에서 가장 믿을 만한 하나의 값을 선택하기 위하여 임시 주파수 오차 값(tentative frequency offset) 을 이용한 동기식 최종 추정치 선택 방법을 제안한다. 컴퓨터 모의실험을 통하여, 제안된 방식이 넓은 주파수 오차 범위에서 안정적인 PSS 검출 성능을 보임을 검증하고자 한다.
Abstract
The synchronization signal in Long Term Evolution (LTE) systems contains the primary synchronization signal (PSS) and the secondary synchronization signal (SSS), and the overall synchronization performance is dominated by PSS detection. In this paper, we propose a PSS detection scheme employing three partial correlation based PSS detectors with different partial correlation lengths, in which calculated partial correlation values are reused in order to reduce computational complexity. A coherent selection scheme using tentative frequency offsets is also proposed to select one reliable result from outputs of partial correlation based PSS detectors. It is shown through computer simulation that the proposed scheme can have a robust detection performance in wide range of frequency offsets.
Keywords: PSS detection, partial correlation, LTE systems
Ⅰ. 서 론
3GPP (3rd Generation Partnership Project) LTE
* 정회원, 한국외국어대학교 전자공학과
(Department of Electronics Engineering, Hankuk University of Foreign Studies)
ⓒCorresponding Author(E-mail: [email protected])
※ 본 연구는 2014학년도 한국외국어대학교 교내학술연구비 의 지원으로 이루어진 것이다.
접수일자: 2014년4월05일, 수정일자: 2014년7월22일 수정완료: 2014년8월29일
(Long Term Evolution) 시스템은 3세대 이후의 이동통 신 시스템 분야에서 핵심 기술 표준으로 자리를 잡아가 고 있다. 3세대 이동통신 시스템에 비해 데이터 전송율 을 높이고 보다 안정적인 서비스 제공을 위해 LTE 시 스템의 하향링크는 OFDMA (orthogonal frequency division multiple access) 방식을 채택하고 있다[1]. 또한 LTE 시스템의 각각의 셀은 cell-ID (cell identity)로 구 별되어 있으며, cell-ID에 관한 정보는 하향링크 동기채 널(downlink synchronization channel: DL-SCH)에 실 려 반복 전송된다[1～2]. 단말기(user equipment: UE)는
전원이 켜지면 제일 먼저 해당 셀의 cell-ID 정보를 얻 어야 되며, cell-ID를 찾는 과정을 초기 셀 탐색(initial cell search)이라 한다[3].
초기 셀 탐색 시간을 줄이기 위하여 LTE 시스템의 하향링크 동기 신호는 PSS 신호와 SSS 신호로 나눠져 있으며, 미리 정해져 있는 3 개의 신호 중 하나가 전송 되는 PSS 신호를 먼저 찾은 다음 SSS 신호를 검출하 도록 하고 있다. PSS 검출 시는 초기 동기에 대한 정 보가 전혀 없기 때문에 PSS 신호의 반복 주기인 5 msec 구간 전체를 탐색해야 하지만, SSS 검출 시에는 PSS 검출 단계에서 얻은 동기 정보를 사용할 수 있으 므로 SSS 검출에 비해 PSS 검출에 훨씬 많은 계산량 과 처리 시간이 요구된다. 또한 PSS 검출은 단말기에 전원이 켜지면 최초로 수행되는 작업이므로 채널 왜곡 및 주파수 오차에 대한 부수적인 정보 없이 동작돼야 한다. 더욱이 단말기에 사용되는 크리스탈 오실레이터 는 최대 10 PPM 정도까지의 주파수 오차를 가질 수 있 으므로[4], 넓은 주파수 오차 범위에서도 안정적으로 동 작할 수 있어야 한다.
LTE 시스템의 초기 셀 탐색에 대한 연구는 많이 진 행되어 왔다[5]-[9]. [5]-[6]에서는 주파수 오차가 큰 경우 를 위한 비동기식 검출 방식(non-coherent detection)으 로 차등 검출(differential detection) 방식과 부분 상관 값(partial correlation)을 이용하는 방식을 고려하였다.
[7]에서는 시간영역에서의 검출 방식과 주파수 영역에 서의 검출 방식의 계산 복잡도를 비교하였다. [8]에서는 PSS 신호의 시작점을 찾기 위해 SSS 신호의 시간 영 역에서의 공액 대칭(conjugate symmetry) 성질을 이용 하는 방식을 제안하였으며, [9]에서는 주파수 오차에 영 향을 받지 않고 PSS 신호를 검출할 수 있는 새로운 기 준 신호를 제안하였다. [8], [9]의 방식은 각각 SSS 신 호와 PSS 신호의 대칭성에 기반한 방식이므로, PSS 검 출을 위한 상관값 계산 구간이 1/2로 줄어드는 단점이 있다. 또한 주파수 영역에서의 검출 방식보다는 FFT 연산이 필요 없는 시간 영역에서의 검출 방식이 계산량 면에서 이득이 있고[7], 차등 검출 방식에 비해 부분 상 관 값에 기반한 방식이 보다 안정적인 성능을 보인다는 결과에 근거하여[5], 본 논문에서는 시간영역에서 부분 상관값을 이용하는 PSS 검출 방식만을 고려한다.
본 논문에서는 넓은 주파수 오차 범위에서 안정적으 로 PSS 신호를 검출하기 위하여 부분 상관값 계산 구
그림 1. FDD 방식의 LTE 시스템의 하향링크 프레임 구 조(일반 CP 방식)
Fig. 1. Downlink frame structure of FDD LTE systems (normal CP mode).
간의 길이가 다른 검출기를 동시에 사용하는 방식을 제 안한다. 우선, 부분 상관값 계산 구간의 길이가 가장 짧 은 검출기의 구간별 부분 상관값을 부분 상관값 계산 구간의 길이가 긴 검출기에서 다시 활용함으로써 여러 개의 검출기를 사용함에 따른 계산량의 증가가 거의 없 음을 보일 것이다. 또한 동시에 사용된 검출기들의 결 과 값 중에서 가장 믿을 만한 하나의 값을 선택하기 위 하여, 임시 주파수 오차 값(tentative frequency offset) 을 이용한 동기식 최종 추정치 선택 방법을 제안한다.
컴퓨터 모의실험을 통하여, 제안된 방식이 넓은 주파수 오차 범위에서 안정적인 PSS 검출 성능을 보임을 검증 하고자 한다.
Ⅱ. LTE 시스템에서의 초기 셀 탐색
2.1 LTE 시스템의 하향링크 프레임 구조[2]
FDD 방식의 LTE 시스템의 하향링크에서는 10 msec 길이의 프레임(frame) 단위로 전송이 이루어지며, 두 가지의 OFDM 심볼 보호 구간(cyclic prefix: CP) 방 식을 지원한다−일반 CP 방식(normal CP mode)과 확 장 CP 방식(extended CP mode). 본 논문에서는 일반 CP 방식만을 고려하며, 이 경우의 프레임 구조는 그림 1과 같다. 각각의 프레임은 20개의 슬롯(slot)으로 구성 되며, 각각의 슬롯에는 7개의 OFDM 심볼이 포함된다.
하향링크 동기 신호는 PSS 신호와 SSS 신호로 나눠 져 있으며, PSS 신호는 매 프레임의 0번째 슬롯과 10번 째 슬롯의 6번째 OFDM 심볼에 실려 반복 전송된다.
따라서 PSS 신호의 전송 주기는 5 msec이다. SSS 신 호는 PSS 신호가 실린 OFDM 심볼의 바로 이전 심볼 에 실려 전송되며, 프레임의 시작점을 찾을 수 있도록 하기 위하여 0번째 슬롯과 10번째 슬롯에 실리는 신호 의 형태가 다르게 정의되어 있다.
2.2 초기 셀 탐색
LTE 시스템은 총 504개의 cell-ID를 정의하여 셀 구 별 용도로 사용하고 있다. Cell-ID 들은 각각 3개씩의 cell-ID를 갖는 168개의 cell-ID 그룹으로 분류되어 있 으며, 다음과 같이 정의된다[2].
IDcell ID ID
(1)
위의 식에서 ID 은 cell-ID 그룹의 인덱스를 나타내며 (ID ∈⋯), ID 는 cell-ID 그룹 내의 3 개의 cell-ID에 대한 인덱스이다(ID ∈).
PSS 신호는 ID 값에 의해 정해지며, SSS 신호는
ID 값에 의해 정해진다.
따라서 LTE 시스템의 초기 셀 탐색은 PSS 신호를 검출하여 ID
의 값을 찾은 다음, SSS 신호를 검출하 여 ID 값을 찾는 두 단계로 이루어진다. 이 두 단계 를 통해 해당 셀의 cell-ID (ID
cell)를 알아내면, 비로소 P-BCH (physical broadcast channel)를 통해 전송되는 시스템 관련 정보를 수신할 수 있게 된다(P-BCH의 데 이터는 cell-ID 값에 의해 생성된 스크램블링 신호 (scrambling sequence)로 스크램블링되어 있다[2]).
III. 부분 상관값 기반 PSS 검출 방식
PSS 신호는 다음과 같이 ID
값에 따라 주파수 영 역 Zadoff-Chu 부호(frequency-domain Zadoff-Chu sequence)로 정의되어 있다[2].
⋯
⋯
(2)
ID 는 0, 1, 2의 값만을 가지며, 각각에 대해 Zadoff-Chu root 인덱스, 는 25, 29, 34의 값을 갖는다.
따라서 PSS 신호의 가능한 형태는 3가지뿐이며, 해당 셀의 PSS 신호가 3가지 중 어느 것인지를 찾으면 해당 셀의 ID 값을 찾을 수 있다.
본 논문에서는 대역폭이 20 MHz이고, 샘플링 주파수 가 30.72 MHz인 FDD 방식의 LTE 시스템을 고려한다.
따라서 하향링크에는 부 반송파(sub-carrier) 간격(∆) 이 15 KHz인 2048-point IFFT( )가 사용된 다. 또한, LTE 시스템의 OFDM 심볼은 연속된 12개의 부 반송파를 하나의 블록으로 묶어 놓은 자원 블록 (resource block)을 기준으로 하여 생성된다.
PSS 신호는 매 프레임의 0번째와 10번째 슬롯의 마 지막 OFDM 심볼에 실려 전송되며(그림 1 참고), 해당 OFDM 심볼의 중앙 6개의 자원 블록 내의 62개의 부 반송파에 식 (2)에 의해 정해진 신호 값이 실려 전송된 다[2]. 따라서 시간 영역에서 PSS 신호를 검출하기 위한 기준 신호는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
⋯
F
⋯ ⋯
(3)
여기서 F ⋅은 입력 벡터에 대한 2048-point IFFT 연산을 나타내며, 는 벡터에 대한 transpose 연산을 나타낸다. 은 영 벡터(zero vector)이며, 는
ID 값에 따라 중 하나의 값을 갖는다.
PSS 신호가 전송되는 중앙 6개의 자원 블록 이외의 자원 블록은 다른 신호 전송을 위해 사용되고 있으므 로, 시간 영역에서 PSS 신호를 검출하기 위해서는 우선 샘플링된 기저대역 수신 신호에서 PSS 신호가 전송되 는 대역 신호만을 추출해 내야한다[7]. 이 추출된 신호를
LP F라 할 경우, LP F로부터 전송된 PSS 신호의 시작 시점과 값을 찾는 과정을 PSS 검출이라 한다.
본 논문에서 고려하는 시간영역에서의 상관값 기반 검출 방식의 경우, PSS 신호가 위상변화 없이 AWGN (additive white Gaussian noise) 채널을 거쳐 수신되는 환경이라면 식 (3)의 기준 신호 전체와 수신 신호와의 동기식 상관값(coherent correlation)이 최대가 되는 곳 을 찾으면 최적의 검출 성능을 얻을 수 있다. 그러나 주 파수 오차가 커지면 동기식 상관값을 계산하는 구간 동 안에 수신된 PSS 신호의 위상 변화가 심해져 검출 성
능이 급격히 저하된다. 이와 같은 주파수 오차에 대한 영향을 줄이기 위해서는, 식 (3)의 기준 신호 전체와 수 신 신호와의 동기식 상관값을 계산하는 대신 기준 신호 를 동일 크기의 여러 개의 구간으로 나눠 각 구간에 대 해 수신 신호와의 부분 상관값을 계산하는 방식이 주로
사용된다[5],[6]. 이 ‘부분 상관값 기반 PSS 검출 방식’의
검출 과정을 수식으로 표현하면 다음과 같다.
arg max
(4)
여기서 은 부분 상관값 계산 구간의 개수를 나타내 며, 은 부분 상관값 계산 구간의 길이를 나타낸다( × ). 부분 상관값 기반 PSS 검출 방식은 수신 신호와 기준 신호와의 부분 상관값의 제곱 의 합이 최대가 되는 곳에 해당되는 Zadoff-Chu root 인덱스 값, 과 PSS 신호의 시작 시점, 을 검출한다.
당연히, 과 의 값이 모두 올바르게 검출된 경우만을
‘PSS 검출 성공’으로 간주한다.
IV. 제안하는 PSS 검출 방식
4.1 다운 샘플링율(down-sampling rate) 결정 시간 영역에서 PSS 신호를 검출하기 위해서는 우선 샘플링된 기저대역 수신 신호에서 PSS 신호가 전송되 는 대역 신호만을 추출해 내야한다. 그림 2는 본 논문 에서 사용한 PSS 신호 대역 추출 방식을 도시한 것이 다. 우선 30.72 MHz로 샘플링된 기저대역 수신 신호,
에 PSS 신호 대역만 통과시키는 저역통과필터 (low-pass filter: LPF)를 적용한다. 구현상의 편의를 위 하여 전체 2048개의 부 반송파 중 중앙의 64개의 부 반 송파만을 통과시키는 대역폭이 인 저역통과필터를 사용하였다(PSS 신호는 중앙의 dc 성 분 주변에 확보된 72개의 부 반송파 중 중앙의 62개 부 반송파에만 신호를 실어 보내므로 중앙의 64개 부 반송 파를 통과시키는 저역통과필터를 사용해도 무방하다).
또한 LP F를 대상으로 PSS 신호를 검출할 수도 있으나, 계산 복잡도를 줄이기 위해 LP F를 다운 샘 플링하여 PSS 신호를 검출하는 방식을 사용하였다[7].
단말기에서는 초기 셀 탐색 과정이 완료되면 그 다음
그림 2. PSS 신호 대역 추출 방식
Fig. 2. Low-pass filtering method for extracting PSS signal band.
단계로 P-BCH 검출을 통해 해당 셀의 시스템 관련 정 보를 얻게 된다. 따라서 초기 셀 탐색에서 사용하는 샘 플링 주파수와 P-BCH 검출에 사용하는 샘플링 주파수 를 동일하게 유지할 필요가 있다. 또한 P-BCH 신호는 중앙의 72개의 부 반송파에 실려 전송되므로[2], P-BCH 검출을 위한 FFT의 최소 크기는 128이 된다. 이에 근 거하여, 본 논문에서는 초기 셀 탐색에 사용할 다운 샘 플링율로 1/16 (= 128/2048)을 선택하였다(그림 2). 즉, PSS 검출에 사용되는 신호의 샘플링 주파수는
D S MHz MHz이다.
4.2 부분 상관값 기반 PSS 검출 방식 (다운 샘플링 적용)
본 논문에서는 1/16로 다운 샘플링된 신호, 를 대상으로 PSS 신호를 검출하므로, PSS 신호 검출을 위 한 기본 신호도 2048-point IFFT가 아닌 128-point IFFT를 거친 시간 영역 신호가 되어야 하며 식으로 표 현하면 다음과 같다(식 (3)과 비교).
⋯
F
⋯ ⋯
(5)
따라서 본 논문에서 고려하는 부분 상관값 기반 PSS 검출 과정은 다음과 같다(식 (4)와 비교).
arg max
(6)
여기서는 부분 상관값 계산 구간의 개수( )와 길이 ()가 × 을 만족시키는 값이 된다.
본 논문에서 PSS 검출 성능 비교를 위해 사용한 모 의실험 환경은 표 1과 같다. 또한 전송 안테나와 수신 안테나의 개수는 모두 1개씩으로 가정하였다.
그림 3은 주파수 오차가 없는 AWGN 채널에서 부분 상관값 계산 구간의 개수( )에 따른 PSS 검출 성능을
표 1. 모의실험 환경
Table 1. Simulation environments.
그림 3. AWGN 환경에서 값에 따른 PSS 검출 성능 비교(주파수 오차 = 0 Hz)
Fig. 3. PSS detection performance comparison according to the value of (AWGN, frequency offset = 0 Hz).
그림 4. AWGN 환경에서 주파수 오차에 따른 PSS 검 출 성능 비교(SNR = -4 dB)
Fig. 4. PSS detection performance comparison according to the frequency offset(AWGN, SNR = -4 dB).
비교한 것이다. 값으로는 , ,
, 의 4가지 경우를 고려하였다. 주파수오 차가 없으므로 전체 구간에 대해 동기식 상관값을 계산 하는 경우( )의 검출 성능이 가장 우수했다. 또한 주파수 오차가 없는 환경에서는, 부분 상관값 기반의 검출 방식의 경우 기준 신호를 작은 구간으로 많이 나 눌수록(즉, 의 값이 커질수록) 검출 성능이 저하되는 것을 확인할 수 있다.
그림 4는 SNR을 -4 dB로 고정하고 주파수 오차에 따른 PSS 검출 성능을 비교한 것이다. 결과로부터 알 수 있듯이, 부분 상관값 기반의 검출 방식은 기준 신호 를 작은 구간으로 많이 나눌수록 주파수 오차가 작은 환경에서의 검출 성능은 떨어지지만, 주파수 오차가 증 가함에 따른 검출 성능의 강인성(robustness)이 좋아지 는 trade-off 특성을 갖는다. 따라서 주파수 오차가 작 을 때는 의 값을 작게 해야 검출 성능을 높일 수 있 는 반면, 주파수 오차가 커질수록 값을 키워야 검출 성능이 급격히 저하되는 현상을 줄일 수 있다.
4.3 제안하는 PSS 검출 방식 및 성능 비교 그림 4의 결과로도 알 수 있듯이, 주파수 오차에 따 라 최적의 성능을 보이는 값이 다르다. 따라서 주파 수 오차에 따라 값을 조절할 수만 있다면 넓은 범위 의 주파수 오차에 대해 우수한 검출 성능을 유지할 수 있을 것으로 기대된다. 이를 위하여 본 논문에서는
인 경우를 모두 포함하고, 주어진 환경에 따라 3가지 경우의 결과값 중에서 하나를 적절히 선택 하는 PSS 검출 방식을 제안하고자 한다.
우선 의 3가지 경우를 모두 포함함에 따 른 연산량 증가를 최소화하기 위해, 부분 상관값 계산 구간의 길이()가 가장 짧은 경우에 대해 계산된 구 간별 부분 상관값을 부분 상관값 계산 구간의 길이가 긴 경우에 다시 활용하는 방법을 사용하였다. 인 경우( )의 상관값은 식 (6)에 따라 다음과 같이 표현할 수 있다.
(7)
즉, 구간별 부분 상관값( )을 구
한 후, 이들의 제곱의 합을 계산한다. 이 때 계산된 구 간별 부분 상관값들을 이용하면 인 경우 ( )와 인 경우( )에 대한 상관 값도 아래와 같이 쉽게 얻을 수 있다.
(8)
(9)
식 (7)-(9)로부터, 인 경우에 필요한 연산량(복소 수 덧셈 127번과 복소수 곱셈 132번)에 단지 복소수 덧 셈 6번과 복소수 곱셈 3번만 추가하면 의 3 가지 경우 모두를 포함할 수 있다. 따라서 PSS 검출에 서 대부분의 계산량을 차지하는 상관값 계산 과정에 약 간의 연산만을 추가하면(편의상, 덧셈과 곱셈의 복잡도 를 같다고 가정하면 약 3.5 %의 연산량 증가),
의 3가지 경우를 모두 포함할 수 있다.
의 경우를 모두 포함할 경우, 가장 중요 한 것은 이들 결과값 중에서 하나를 어떤 기준에 따라 선택하는가이다. 의 각각의 경우에 해당되 는 PSS 검출 결과값을 , , 라 하 면, 본 논문에서 제안하는 최종 추정치( ) 선택 방 법은 다음과 같다.
i f
elsefor for ∈ fo
DS
arg max
(10)
우선 의 3가지 경우에 대한 PSS 검출 결 과가 동일할 경우는 이 값을 최종 추정치로 판정한다.
물론 이와 같은 경우는 주파수 오차가 상대적으로 작은 환경에서 주로 일어난다. 예로, 그림 4에서 5 KHz이내 의 주파수 오차에 대해서는 의 검출 확률이 모두 60 %이상이므로, 많은 경우에
이 된다.
의 검출 결과값들이 서로 다를 경우는 이 들 결과값 중에서 하나를 적절히 선택해야 한다. 제안 하는 방식에서는
중 서로 다른 값들에 대해 임시 주파수 오차값으로 수신 신호의 주파수 오차를 보상한 다음 동기식 상관값을 계산하고 (식 (10) 참고), 이 값들의 최대값에 해당되는 검출 결 과값을 최종 검출치로 선택한다. fo는 임시 주파수 오 차값들의 집합이며, 식 (10)의 D S는 의 샘플링 주기를 나타낸다(D S D S MHz ).
제안된 동기식 최종 추정치 선택 방식이 정상적으로 동작하기 위해서는, 넓은 범위의 주파수 오차에 대해
fo의 값들에 의해 보정된 신호의 잔여 주파수 오차 (residual frequency offset)가 동기식 상관값을 사용하 기에 적합한 정도로 작아지도록 해야 한다. 그림 4에서 알 수 있듯이, 주파수 오차가 5 KHz 정도까지는 동기 식 상관값을 사용하는 경우( )가 가장 우수한 성 능을 보인다. 따라서 [-15KHz 15KHz] 범위의 주파수 오차에 대해 보정된 신호의 잔여 주파수 오차의 최소값 이 5 KHz이내가 되게 하려면 fo = {-10KHz, 0Hz, 10KHz}로 해주면 되며, fo = {-14KHz, -7KHz, 0Hz, 7KHz, 14KHz}로 하면 [-17.5KHz 17.5KHz] 범위의 주 파수 오차에 대해 보정된 신호의 잔여 주파수 오차의 최소값이 3.5 KHz이내가 되게 할 수 있다.
참고로, 을 얻기 위해서는 전체 검색 범위(5 msec: 신호 기준 9600 샘플)에서 가능한 3개의 값에 해당되는 PSS 신호와 신호와의 최대 상관값 을 찾아야 되므로 총 28800번의 상관값 계산이 필요하 다. 이에 비해 식 (10)의 동기식 상관값 계산은
에 대한 PSS 검출 결과값,
에 대해서만 수행하므로 최대 fo 번만 계산하면 된 다(fo는 집합 fo의 원소 수를 나타냄).
그림 5는 제안된 방식이 3개 또는 5개의 임시 주파수 오차값을 사용하는 경우(fo = {-10KHz, 0Hz, 10KHz}
와 fo = {-14KHz, -7KHz, 0Hz, 7KHz, 14KHz})의 검 출 성능을 비교한 것이다. 시뮬레이션 환경은 그림 4의 경우와 동일하게 하였다.
그림 5. 제안된 방식과 기존의 부분 상관값 기반 PSS 검출 방식의 주파수 오차에 따른 검출 성능 비 교(AWGN, SNR = -4 dB)
Fig. 5. Detection performance comparison between the proposed scheme and the existing partial correlation based schemes (AWGN, SNR = -4 dB).
결과 그래프 중 ‘proposed (ideal selection)'은
중에 하나라도 옳은 값이 있으면 항상 그 값을 최종 추정치로 선택하는 경우에 대한 검출 성능으로서, 를 동시에 사용함으 로써 얻을 수 있는 최적의 검출 성능을 나타낸다.그림 5로부터 알 수 있듯이, 제안된 방식이 3개 또는 5개의 임시 주파수 오차값 만을 고려해도 15 KHz이내 의 주파수 오차에 대해서는 최적의 검출 성능과 거의 유사한 성능을 보였다. 즉, 제안된 방식이 주파수 오차 가 작을 때는 값이 작은 경우의 결과값을 선택하게 하여 검출 성능을 높이고, 주파수 오차가 클 때는 값이 큰 경우의 결과값을 선택하게 하여 검출 성능의 급격한 저하를 막는 방향으로 잘 동작함을 알 수 있다.
다만 fo = {-10KHz, 0Hz, 10KHz}을 사용할 경우 는, 주파수 오차가 15 KHz을 넘게 되면 fo로 보정된 신호의 잔여 주파수 오차의 최소값이 5 KHz보다 커져 동기식 상관값에 기반한 최종 추정치 선택 방법의 성능 이 저하되며 PSS 검출 성능도 급격히 나빠진다.
V. 결 론
본 논문에서는 넓은 주파수 오차 범위에서 안정적으 로 PSS 신호를 검출하기 위해 부분 상관값 계산 구간
의 개수( )가 1, 2, 4인 경우를 모두 포함하는 PSS 검 출 방식을 제안하였다. 구간별 부분 상관값을 재사용함 으로써 의 경우를 모두 포함함에 따른 계산 량 증가를 최소화하였으며, 임시 주파수 오차 값에 기 반한 동기식 최종 추정치 선택 방법을 제안하였다.
[-15KHz 15KHz] 범위의 주파수 오차에 대해서는 3 개의 임시 주파수 오차값 만을 사용해도(fo={-10KHz, 0Hz, 10KHz}), 제안된 방식이 주파수 오차가 작을 때는
값이 작은 경우의 결과값을 선택하게 하여 검출 성 능을 높이고 주파수 오차가 클 때는 값이 큰 경우 의 결과값을 선택하게 하여 검출 성능의 급격한 저하를 막는 방향으로 잘 동작함을 컴퓨터 모의실험을 통해 검 증하였다.
REFERENCES
[1] S. Sesia, I. Toufik, and M. Baker, LTE-The
UMTS Long Term Evolution: From Theory to Practice. New York: Wiley, 2009.
[2] Physical channels and modulation (Release 11), 3GPP TS 36.211, V11.3.0, June 2013.
[3] Y. Tsai, G. Zhang, D. Grieco, and F. Ozluturk,
“Cell search in 3GPP long term evolution systems,” IEEE Veh. Technol. Magazine, Vol. 2, pp. 23-29, June 2007.
[4] H. Eslami and A. M. Eltawil, “Implementation of a carrier frequency recovery loop for MIMO-CDMA Systems,”
Proc. IEEE WCNC2006, pp. 1450-1454, Las Vegas, USA,
April 2006.[5] J. Kim, J. Han, H. Roh, and H. Choi, “SSS detection method for initial cell search in 3GPP LTE FDD/TDD dual mode receiver,” IEEE
Conf. on Communications and Information Technology, pp. 199-203, Sept. 2009.
[6] L. Wung, Y. Lin, Y. Fan, and S. Su, “A robust scheme in downlink synchronization and initial cell search for 3GPP LTE system,”
Int.
Symposium in Wireless and Pervasive Computing, pp. 1-6, Feb. 2011.
[7] H. Setiawan, M. Kurosaki, and H. Ochi, “LTE physical layer identity detection: frequency vs time domain schemes,” IEEE Conference on
Communications, pp. 1-5, June 2011.
[8] Y. Tsai and T. Sang, “A new timing synchronization and cell search procedure
resistant to carrier frequency offsets for 3GPP-LTE downlink,” IEEE Conference on
Communications in China, pp. 334-338, Aug.
2012.
[9] Z. Zhang, J. Liu, and K. Long, “Low-complexity cell search with fast PSS identification in LTE,”
IEEE trans. Veh. Technol.,
Vol. 61, pp.1719-1729, May 2012.
저 자 소 개 주 정 석(정회원)
대한전자공학회 논문지 51권 TC편 4호 2014년 참조
